Корзина  

Нет товаров

Доставка 0,00 руб
Всего 0,00 руб

Корзина Оформить

ПРИНЦИПЫ ЧМ И ФМ СРАВНЕНИЕ С ДРУГИМИ ВИДАМИ МОДУЛЯЦИИ

1. ПРИНЦИПЫ ЧМ И ФМ
 
До сих пор мы рассматривали только телеграфные и однополосные трансиверы, однако принцип прямого пре­образования можно с успехом применить и при других видах модуляции. Амплитудную модуляцию рассматри­вать особого смысла не имеет, поскольку иду ее малой эффективности она все более вытесняется другими ви­дами модуляции. AM еще используется в некоторых видах профессиональной связи на УКВ, но в любитель­ской связи уже практически не применяется. Широкое распространение на УКВ, особенно в западных странах для так называемой «гражданской» связи, получили частотная модуляция (ЧМ) и фазовая модуляция (ФМ). Число стационарных, мобильных и портативных УКВ ЧМ радиостанций, имеющихся в личном пользовании граждан США, например, в несколько раз превосходит число любительских KBи УКВ станций.
В отличие от зарубежных стран, ЧМ и ФМ у нас очень «не повезло»  радиолюбители используют эти виды модуляции не часто и соответствующей аппарату­ры, по существу, не имеют. С одной стороны, это связа­но с весьма незначительным числом публикаций в ра­диолюбительской литературе [10], а с другой — с глубоко укоренившимся мнением, что для дальних телефонных связей на УКВ пригодна лишь однополосная модуляция (SSB). Сложившееся положение не позволяет широко использовать УКВ диапазоны массе начинающих и ма­лоопытных радиолюбителей, для которых постройка УКВ SSB аппаратуры — слишком сложная задача, а телеграфа они не знают. В результате на просторном диапазоне 144...146 МГц (не говоря уже о более высо­кочастотных) пусто, в то время как диапазон 1,8 МГц катастрофически перенаселен. Техника прямого преоб­разования позволяет строить УКВ радиостанции с ФМ, чуть ли не самые простые из всех известных, но по эф­фективности почти не уступающие однополосным.
Угловая модуляция (общий термин, объединяющий ЧМ и ФМ) обладает и еще несколькими важными до­стоинствами. Так, мощность передатчика не изменяется при модуляции, она постоянна и равна пиковой, тогда как при AM, например, мощность несущей должна быть в четыре раза меньше пиковой. Усилитель мощности передатчика с угловой модуляцией работает при посто­янной амплитуде сигнала, поэтому к его линейности не предъявляется никаких требований. Он может работать в режиме класса С, т. е. с максимальным кпд. Отсут­ствие серьезных требований к линейности особенно важ­но для транзисторных устройств. Передатчик не требует для модуляции большой мощности звукового сигнала, по схеме и конструкции он получается заметно проще AM, а тем более SSB передатчика.
Постоянство мощности ЧМ и ФМ сигналов — суще­ственное преимущество в связи с развитием сети люби­тельских ретрансляторов. Ведь ультракороткие волны слабо огибают земную поверхность, поэтому дальность действия УКВ передатчиков в обычных условиях не намного превосходит дальность прямой видимости. Дальность значительно увеличивается при наличии ре­транслятора, а тем более —цепочки ретрансляторов, установленных на возвышенных местах. Из-за нелиней­ности усилительных каскадов ретранслятора слабые сигналы подавляются в нем сильными. Если к тому же сильный сигнал модулирован по амплитуде, то в ре­трансляторе возникнет перекрестная модуляция и сла­бый сигнал также окажется промодулирован, связь на­рушится. При использовании угловой модуляции пере­крестная модуляция не возникает. Наличие сильного сигнала приводит лишь к уменьшению коэффициента усиления ретранслятора (забитие), но не нарушает воз­можности проведения связи. По этой же причине пере­датчики с угловой модуляцией практически не создают помех телевизионному и радиоприему и значительно меньше мешают близко расположенным радиостанциям по сравнению с AMи SSBпередатчиками.
При ФМ в соответствии со звуковым сигналом изме­няется фаза высокочастотных колебаний. Максимальное отклонение фазы, выраженное в радианах, называется индексом модуляции р. Выражение для ФМ сигнала можно записатьв виде:
где—амплитуда несущей;
 вЂ” угловая частота несущей,
 вЂ” угловая частота модуляции,
Когда изменяется фаза сигнала, неизбежно отклоня­ется и частота, ведь частота является скоростью измене­ния фазы во времени. Отклонение частоты можно най­ти, продифференцировав выражение для фазы по вре­мени:

Видно, что максимальное отклонение (девиация) часто­тысоставляетт. е. оно тем больше, чем больше модулирующая частота. ФМ и ЧМ очень похожи, они различаются только спектральным составом модулиру­ющего сигнала, подаваемого на модулятор. При моду­ляции чистым тоном ФМ и ЧМ неразличимы. Фазовый модулятор обеспечивает отклонение фазы несущей, про­порциональное напряжению модулирующего сигнала. ФМ сигнал на его выходе имеет постоянный индекс мо­дуляции при любой модулирующей частоте.
При ЧМ девиация частоты задающего генератора передатчика пропорциональна напряжению модулирую­щего сигнала (рис. 32). Полагая максимальную девиа­цию частоты  постоянной, получаем, что индекс модуляции при ЧМ обратно пропорционален модулиру­ющей частоте, илиС учетом сказанного, вы­ражение для ЧМ сигнала при модуляции синусоидаль­ным сигналом можно записать в виде:
 

 
Спектр реальных звуковых сигналов содержит раз­ные частоты, поэтому индекс частотной модуляции — понятие довольно условное. Обычно его задают для наивысшей модулирующей частоты;
 (39)
Для более низких модулирующих частот индекс ЧМ по­лучается больше.
Спектр сигнала с угловой модуляцией можно найти, преобразовав выражения (36) или (38) с помощью бес­селевых функций:

Спектр получается сложным и содержит большое количество боковых частотгде n— целые числа.
Боковых частот тем больше, чем больше индекс модуля­цииПри больших индексах модуляции ширина спект­ра примерно равна удвоенной девиации частоты Это легко понять, приняв во внимание, что большой индекс модуляции получается, например, при ЧМ с очень низкой модулирующей частотой. Тогда частота передатчика медленно изменяется от значения дои обратно, заполняя весь диапазон шириной
 В общем случае широкополосной модуляции шири­ну спектра полагают равной
 (41)
Широкополосная угловая модуляция используется в радиовещании на УКВ, а для радиосвязи она невыгод­на, поскольку при ней, во-первых, не обеспечивается прием самых слабых сигналов, лежащих на уровне шу­мов, и, во-вторых, сигнал занимает излишне широкий спектр частот. Последнее не только ограничивает число станций,одновременно работающих в данном диапазо­не частот, но и заставляет расширять полосу пропуска­ния приемника, что ухудшает и его чувствительность, и селективность.
По названным причинам в радиосвязи используют только узкополосную угловую модуляцию с девиацией частоты не более 5...6 кГц. При малых индексах моду­ляции в спектре сигнала имеются практически лишь три компоненты: несущая с частотойи две боковые пер­вого порядка с частотами Ширина спектра излу­чаемого сигнала при  примерно равна удвоенной частоте модуляции 2F, а сам спектр подобен спектру AMсигнала, с той лишь разницей, что фаза несущей повернута относительно фазы несущей при AMна 90°. При небольших индексах модуляции амплитуды спек­тральных компонент можно найти, используя следую­щие приближенные соотношения:

В качестве иллюстрации на рис. 33 показаны спект­ры сигнала с индексами модуляции Изображены только те спектральные составляющие, ам­плитуда которых (она находится по таблицам функций Бесселя и указана сверху на рисунке) превосходит 3%
 

 
от амплитуды всего сигнала. Другими словами, указаны составляющие с уровнем более —30 дБ относительно уровня всего сигнала. Из рисунка видно, что по мере роста индекса модуляции амплитуда боковых составляющих растет, а амплитуда несущей (компонента на час­тоте fо) уменьшается. Полная же мощность сигнала, равная сумме мощностей всех спектральных компонент, всегда остается постоянной.
Угловую модуляцию сигнала в передатчике можно получить двумя способами. Наиболее известен способ частотной модуляции в задающем генераторе передат­чика с помощью диода с управляемой емкостью — вари­капа, подключенного к контуру генератора. Девиация
частоты устанавливается подбором емкости варикапа, коэффициента его включения в контур и амплитуды звукового напряжения, подаваемого на варикап. Обычно девиация частоты устанавливается 3 кГц. При этом ин­декс модуляции для верхней частоты звукового спектра равен единице, а для нижней частоты (300 Гц) возрас­тает примерно до десяти, что сопровождается образова­нием массы боковых частот высоких порядков, хотя об­щая ширина излучаемого спектра остается в пределах 6...10 кГц. Узкополосная ЧМ не совместима с другими видами модуляции, и для приема такого ЧМ сигнала приемник необходимо оснастить специальным частотным детектором.
С помощью описанного частотного модулятора очень легко получить и ФМ, для этого надо лишь перед пода­чей на варикап пропустить звуковой сигнал через дифференцирующую RCцепочку с постоянной времени около 50 мкс. Практически емкость одного из разделитель­ных конденсаторов в микрофонном усилителе выбирает­ся раз в десять меньше обычной, он и образует вместе со входным сопротивлением следующего каскада диф­ференцирующую цепочку. Надо заметить, что уже с са­мого начала использования УКВ ЧМ радиостанций было замечено, что подъем верхних частот звукового спектра улучшает разборчивость сигнала и помехоустойчивость связи. Поэтому звуковой сигнал подвергают дифференцированию во всех промышленных радиостанциях, и они излучают практически не ЧМ, а ФМ сигнал, правда, с индексом модуляции 1,5...2, что приводит к расшире­нию спектра излучаемого сигнала до 12...15 кГц из-за боковых полос второго и высших порядков.
Второй способ состоит в фазовой модуляции сигнала в одном из промежуточных каскадов передатчика. По­скольку задающий генератор в этом случае не связан с модулятором, можно получить особенно высокую ста­бильность частоты и хорошее качество сигнала. Фазо­вые модуляторы не сложнее частотных. Они позволяют получить индекс модуляции порядка 0,5...0,7 без замет­ной сопутствующей AM. При умножении частоты в по­следующих каскадах передатчика индекс модуляции умножается во столько же раз. Если фазовый модуля­тор установлен сразу после задающего генератора перед линейкой умножителей частоты с большим коэффициен­том умножения, то требуемый от модулятора индекс
модуляции оказывается очень малым. Выходной сигнал ФМ передатчика с индексом модуляции около единицы содержит в основном боковые полосы только первого порядка. Такой сигнал с успехом можно принимать однополосными приемниками, используя только одну (любую) из боковых полос. Таким образом, ФМ соВ­местима с однополосной при
 
2. СРАВНЕНИЕ С ДРУГИМИ ВИДАМИ МОДУЛЯЦИИ
 
Для удовлетворительного приема речи отношение сигнал-шум на выходе приемника должно быть выше, чем при приеме телеграфных сигналов. На рис. 34 при­веден график зависимости разборчивости речевого сиг­нала Rв процентах от отношения сигнал-шум на выходе приемника [11]. Из графика видно, что для разборчивости 50% сигналов (удовлетворительный прием) требуемое отношение равно трем (10 дБ). Поэтому, если сравнить телеграф, где требуемое отношение сигнал-шум близко к единице (0 дБ), и однополосную модуляцию, то окажется, что при равной мощности передатчиков дальность связи телеграфом бу­дет выше. И наоборот, при одинаковой дальности связи требуемая мощность однополосного передатчика ока­жется в 10—40 раз (на 10...16 дБ) больше. Однако SSBможно приблизить к телеграфу, если применить сжатие динамического диапазона речевых сигналов, дающее выигрыш до 10 раз по мощности.
Телеграфные и SSBприемники отличает уже извест­ная нам особенность — их тракт линеен от входа до вы­хода, поскольку сигнал в них не детектируется, а толь­ко преобразовывается по частоте. Поэтому отношение сигнал-шум в тракте CWи SSBприемников не изме­няется. При всех остальных видах модуляции, AM, ЧМ и ФМ, имеется пороговое отношение сигнал-шум, при работе ниже которого в детекторе приемника сигнал подавляется шумом. При работе выше порога сохраня­ется пропорциональная зависимость между отношения­ми сигнал-шум на входе и выходе детектора. Анализ прохождения смеси сигнала с шумом через нелинейные цепи, в частности детектор, представляет собой доста­точно сложную задачу статистической радиотехники.
 

 
Тем не менее, подобные задачи успешно решаются, и нам остается лишь познакомиться с полученными ре­зультатами.
На графике рис 35 показаны зависимости, связыва­ющие отношение сигнал-шум на входе и выходе прием­ника при различных видах модуляции. Чтобы сравнение было объективным, по горизонтальной оси отложено отношение пиковой мощности сигнала к мощности шума в полосе 3 кГц на входе приемника. При построении графиков предполагалось, что для AMи узкополосной ЧМ с индексом  полоса пропускания додетекторного тракта приемника равна 6 кГц, а для широкополос­ной ЧМ с(девиация частоты ±15 кГц)—30 кГц. Термин ЧМ здесь в равной степени относится и к ФМ
с таким же индексом, поскольку, как уже упоминалось, при модуляции синусоидальным сигналом они нераз­личимы.
Рассмотрение графиков показывает, что порог (пере­гиб кривой) для узкополосной ЧМ наблюдается при от­ношении сигнал-шум на входе детектора 5...7 дБ, а для широкополосной ЧМ вЂ” около 20 дБ. Физически это сбъ ясняется просто: когда мощность шума на входе детек­тора становится сравнимой с мощностью сигнала, на­чинается подавление сигнала шумом Напомним, что мощность шума на входе детектора пропорциональна полосе пропускания додетекторного тракта (см. форму­лу 11), поэтому мощность шума в полосе 30 кГц в 10 раз (на 10 дБ) больше мощности шума в полосе 3 кГц. Соответственно и порог при широкополосной ЧМ наблюдается при больших уровнях сигнала, чем для узкополосной ЧМ. Из рис. 35 видно также, что мини­мальный уровень сигнала, необходимый для получения отношения сигнал-шум на выходе приемника порядка 5...10 дБ, обеспечивают два вида модуляции — SSBи узкополосная ЧМ. При других видах модуляции для получения такого же (минимально необходимого для разборчивого приема речи) отношения сигнал-шум на выходе требуется значительно большая величина сигна­ла на входе. SSBпревосходит ЧМ при самых малых отношениях сигнал-шум, на пределе разборчивости, за­то ЧМ оказывается немного лучше при работе выше порога
Теперь остановимся на вопросе о том, какой индекс модуляции, девиацию частоты и полосу пропускания приемника нужно выбрать для достижения максималь­ной дальности связи с угловой модуляцией. Увеличение девиации частоты свыше 3 кГц при ЧМ и индекса мо­дуляции свыше 1 при ФМ расширяет спектр излучения за счет подъема боковых полос второго порядка (см. рис. 33). Помимо нежелательного расширения по­лосы частот, занимаемой радиостанцией в эфире, это заставляет расширять и полосу пропускания приемни­ка, чтобы пропустить сигнал без ослабления и без ис­кажений. В результате повышается пороговое отноше­ние сигнал-шум и дальность связи неизбежно падает, поскольку требуется увеличение мощности сигнала на входе приемника Таким образом, девиация частоты при ЧМ не должна превосходить 3 кГц, а индекс модуляции
при ФМ вЂ”единицы. Полоса модулирующих частот в обоих случаях полагается равной 3 кГц и расширение ее нежелательно Более того, в микрофонном усилителе полезно установить ФНЧ с частотой среза 3 кГц, чтобы подавить более высокие частоты и предотвратить рас­ширение спектра излучения.
Полосу пропускания приемника нецелесообразно де­лать шире 6 кГц, чтобы не увеличивать уровень шума на входе детектора. Потеря мощности сигнала с и F= 3 кГц за счет отсеивания боковых полос второго порядка не превзойдет 2,5%, а для более низких частот модуляции будет еще меньше. Таким образом, практи­чески весь ЧМ или ФМ сигнал в этих условиях пройдет через додетекторный тракт приемника Сужать полосу пропускания далее нельзя, поскольку это приведет к ос­лаблению высших частот звукового спектра. Итак, оп­тимальным значением оказывается 6 кГц.
Выбор между ЧМ и ФМ однозначно решается в поль­зу ФМ, и практика работы с ЧМ радиостанциями это подтверждает. Для приема ЧМ сигналов нужен специ­альный частотный детектор. Их известно великое мно­жество: дискриминатор на расстроенных контурах с ог­раничителем, детектор отношений, счетно-импульсный детектор и т. д. Не будем останавливаться на их описа­нии, так как это выходит за пределы тематики книги. К тому же частотные детекторы практически не исполь­зовались радиолюбителями даже в период широкого распространения ЧМ в 60-х годах на диапазоне 28 МГц. Тогда широко использовался способ приема ЧМ сигнала на AMприемник, имеющий достаточно пологие скаты кривой селективности. При настройке приемника так, чтобы несущая попала на середину одного из скатов, ЧМ преобразуется в AM, и затем полученный AMсиг­нал детектируется обычным образом. Надо отметить, что при этом теряются все преимущества ЧМ, следующие из графиков рис. 35. Процесс детектирования ЧМ сиг­нала AMдетектором связан со значительными нелиней­ными искажениями, возрастающими при увеличении крутизны скатов кривой селективности. Нелинейные ис­кажения сильно зависят от расстройки приемника, зна­чительно возрастая при центральной настройке и при слишком больших расстройках. Последние сопровожда­ются и общим ухудшением приема из-за ослабления сигнала.
В случае приема узкополосного ФМ сигнала на AMприемник при центральной настройке две боковые поло­сы первого порядка взаимно компенсируются и приема нет. Расстройка приемника ослабляет одну из боковых полос, и на выходе AMдетектора появляется сигнал. Высокая крутизна скатов кривой селективности не при­водит к нелинейным искажениям сигнала при ФМ, по­скольку в спектре сигнала почти не содержится боковых составляющих второго и более высоких порядков. Более того, узкополосный ФМ сигнал можно принимать, ис­пользуя узкополосный фильтр с полосой пропускания около 3 кГц в тракте ПЧ AMприемника, настроив при­емник так, чтобы несущая ФМ сигнала оказалась на краю полосы пропускания фильтра. ФМ сигнал можно принимать и на SSBприемник. Таким образом, ФМ хо­рошо совместима с другими видами модуляции и раз­личными приемниками.
Эксперименты автора с узкополосным  ФМ
передатчиком, проведенные еще в 70-х годах, полностью подтвердили высказанные положения. Передача хорошо прослушивалась на однополосные приемники, основная же масса корреспондентов, использующих AMприем­ники, отмечала улучшение разборчивости, подъем верх­них частот звукового спектра и общее повышение эф­фективности при переходе от AMк ФМ. Любопытно, что более половины операторов не замечало характерного «провала» при центральной настройке AMприемника и не отличало ФМ от AM. Дело в том, что этот «провал», хорошо заметный при ЧМ из-за значительной его шири­ны и сопутствующих искажений, становится очень уз­ким и не сопровождается искажениями при ФМ.
ФМ сигнал можно принимать и на приемник, осна­щенный ЧМ детектором. При этом будут подчеркнуты верхние частоты звукового спектра. Для компенсации подъема верхних частот на выходе частотного детектора следует включить интегрирующую RCцепочку. Она служит и еще одной полезной цепи — выравнивает спектральную плотность шума на выходе частотного де­тектора, имеющую подъем на высоких частотах. Подоб­ные операции — подъем верхних частот в модуляторе и ослабление их после детектора — используют даже в УКВ радиовещании с ЧМ.
 
3. ГЕТЕРОДИННЫЕ ПРИЕМНИКИ ЧМ И ФМ СИГНАЛОВ
 
Традиционные способы приема ЧМ сигналов предпо­лагают использование супергетеродинного приемника, оснащенного специальным частотным детектором. Он имеет дискриминационную характеристику, т. е. зависи­мость выходного напряжения от частоты входного сиг­нала, показанную на рис 36.
 

 
При отсутствии модуляции и центральной настройке приемника на несущую ЧМ сигнала выходное напряжение детектора равно нулю. Отклонение частоты сигнала в ту или другую сторону вызывает появление выходного напряжения того или иного знака. Расстояние по частотной оси между «гор­бами» дискриминационной характеристики должно быть таким же или больше, чем удвоенная девиация частоты передатчика. Нелишне заметить, что сужение полосы пропускания тракта ПЧ уменьшает ширину дискрими­национной характеристики, снятой у всего приемника. Обычно девиацию частоты и ширину дискриминацион­ной характеристики стараются сделать одинаковыми. Выходное напряжение детектора не должно зависеть от амплитуды сигнала. Некоторые частотные детекторы, например детектор отношений, обладают таким свойст­вом в ограниченном диапазоне входных сигналов, чаще же между трактом ПЧ и детектором устанавливают ог­раничитель. Он способствует и подавлению импульсных помех. Надо отметить, что при приеме очень слабых сигналов в белом шуме ограничитель не повышает по­мехоустойчивости связи, лишь при больших сигналах он дает некоторый выигрыш в отношении сигнал-шум на выходе детектора. Более подробно о работе частотных детекторов рассказано в [12].
Гетеродинные приемники ЧМ и ФМ сигналов можно разделить на два класса: синхронные, в которых имеют­ся средства для синхронизации местного гетеродина с несущей принимаемого сигнала, и асинхронные, где та­ких средств нет. Остановимся сначала на последних. Довольно простой ЧМ приемник можно сконструиро­вать, используя структурную схему супергетеродина, но понизив значение ПЧ до 10...25 кГц. В этом случае ос­новное усиление легко получить в тракте ПЧ с помощью RCусилителя, выполненного на дешевых низкочастот­ных транзисторах. Усилитель почти не требует налаживания и не склонен к самовозбуждению даже при очень большом коэффициенте усиления (до  или 100 дБ). Детектор может быть счетного типа. Он обла­дает высокой линейностью и также не требует налажи­вания. Структурная схема приемника показана на рис. 37.

 
Он содержит УРЧ А1, смеситель U1 с гетеро­дином G1, фильтр основной селекции Z1, УПЧ А2, ог­раничитель амплитуды U2, счетный детектор U3 и око­нечный УЗЧ с дифференциальным входом A3. Радио­частотные каскады приемника выполняются обычным образом и особых пояснений не требуют. ФСС Z2 дол­жен иметь полосу пропускания около 6 кГц, а его цент­ральная частота может быть, например,  кГц. В этом случае он будет пропускать частоты от 9,5 до 15,5 кГц. Далее сигнал усиливается и ограничивается по амплитуде, превращаясь в прямоугольные импульсы. При этом подавляются возможная паразитная AMсиг­нала и импульсные помехи. Счетный детектор целесо­образно выполнить по двухтактной схеме, при этом на его выходе подавляются составляющие с частотами ПЧ и остаются лишь продетектированный сигнал и состаВ­ляющая с удвоенной ПЧ, лежащей в ультразвуковом диапазоне 19.. 31 кГц. Последняя легко отфильтровы­вается. На рис. 37 показан вариант выполнения детек­тора в виде диодного выпрямительного мостика. Ем­кость разделительного конденсатора С1 выбирается небольшой, чтобы продифференцировать прямоугольные импульсы ПЧ, поступающие с выхода ограничителя. Короткие импульсы, соответствующие фронтам прямо­угольных, выпрямляются диодным мостиком и заряжа­ют сглаживающий конденсатор С2. Поскольку ампли­туда импульсов неизменна, заряд конденсатора С2, а следовательно, и напряжение на нем, пропорциональны частоте следования импульсов. При ЧМ входного сиг­нала напряжение на выходе счетного детектора будет изменяться в такт с изменениями частоты. Увеличив емкость конденсатора С2, можно ослабить верхние зву­ковые частоты и приспособить детектор для демодуля­ции ФМ сигнала. Ненужная постоянная составляющая продетектированного сигнала устраняется разделитель­ными конденсаторами в УЗЧ.
Крупным недостатком описанного приемника являет­ся наличие зеркального канала, отстоящего от основно­го канала приема на удвоенное значение ПЧ, в нашем примере на 25 кГц. С помощью преселектора отфильт­ровать сигналы, проникающие по зеркальному каналу, в УКВ диапазонах практически невозможно из-за малой разницы в частотах. Тем не менее, приемник можно ис­пользовать на малонаселенных диапазонах, примириВ­шись с наличием двух каналов приема. Даже если в одном из каналов сигнал будет поражен помехой, мож­но перестроить гетеродин на 25 кГц и принять сигнал по другому каналу. Подавить зеркальный канал приема можно, используя фазовый смеситель, аналогичный модуляторам-демодуляторам однополосного сигнала (см. рис. 21 и 23). Фазовращатель низкой ПЧ в этом случае должен иметь относительную полосу частот ±25% и может быть достаточно простым. При тщательной настройке таким способом можно подавить зеркаль­ный канал на 40...50 дБ.
 
Значительно более совершенный гетеродинный ЧМ приемник выполняется по схеме с двумя квадратурны­ми каналами (рис. 38).
 
 
 
Он содержит усилитель радио­частоты А1 и два смесителя U1 и U2, гетеродинное на­пряжение на которые подается в квадратуре, т. е. со сдвигом фаз 90е. Фазовый сдвиг создается высокочастот­ным фазовращателем U3, включенным между гетероди­ном G1 и смесителем. Гетеродин приемника настраива­ется точно на несущую принимаемого сигнала. Частота сигналов на выходах смесителей изменяется от нуля при отсутствии модуляции до значения  равного максимальной девиации частоты при модуляции. Далее в каждом канале установлены ФНЧ с полосой пропус­кания, равной Z1 и Z2 и усилители А2 и A3, обес­печивающие основное усиление сигнала. Демодулятор приемника содержит дифференцирующие цепочки U4, U5 и перемножители сигналов U6 и U7. Выходной сиг­нал всего приемника возникает как разность сигналов с выходов перемножителей U6 и 1/7. Разностный сиг­нал образуется в оконечном УЗЧ с дифференциальным входом А4.
Рассмотрим работу приемника. При отклонении час­тоты сигнала ерх относительно частоты гетеродина на Д/ на выходах смесителей U1 и U2 появятся сигналы с разностной частотойпричем сигнал в нижнем канале будет отставать по фазе на 90° относительно сигнала в верхнем канале, фаза которого принята за нулевую. В дифференцирующей цепочке U5 сигнал нижнего кана-
ла получает опережение по фазе на 90°, и на перемно­житель U6 поступают синфазные сигналы. Его выход­ное напряжение будет положительным. В цепочке U4 сигнал верхнего канала также получает опережение по фазе на 90° и становится противофазным сигналу ниж­него канала. Напряжение на выходе перемножителя U7 будет отрицательным, а общее выходное напряжение приемника — положительным. При отклонении частоты сигнала вниз напряжение в нижнем канале будет опе­режать по фазе на 90° напряжение в верхнем канале. Теперь напряжения на входах перемножителя U6 будут противофазными, а U7 — синфазными. Общее выходное напряжение приемника станет отрицательным. Амплиту­да напряжения, прошедшего дифференцирующие цепоч­ки, пропорциональна частоте. Поэтому и общее выход­ное напряжение приемника тем больше, чем больше отклонение частоты сигнала. В результате приемник обеспечивает получение дискриминационной кривой, показанной на рис. 36.
Математически работу приемника можно пояснить следующим образом: обозначим квадратурные сигналы на выходах усилителей А2 и A3 соответственно как

Продифференцированные сигналы на выходах цепочек U4 и U5будут следующими:
После перемножения в U6, U7 и вычитания в А4 вы­ходной сигнал приемника приобретает вид:

Если амплитуды напряжений в каналах равны (а = b), то выходное напряжение будет иметь особенно простой вид:
Любопытно отметить, что амплитудный разбаланс каналов приемника практически не сказывается на его работе, т. е. выходные напряжения усилителей А2 и A3 могут быть и разными. Лишь когда одно из них прибли­жается к нулю, падает и общее выходное напряжение. Более строгий анализ показывает, что фазовый разбаланс каналов также не приводит к появлению побочных продуктов в выходном сигнале. Лишь амплитуда зву­кового напряжения уменьшается пропорционально  где вЂ” отклонение сдвига фаз от 90°. Таким образом, фазовращатель U3 приемника может иметь фазовую ошибку до 10...20° без заметного ухудшения ра­боты приемника. Строгие требования предъявляются лишь к балансировке сигналов на входах перемножите­лей U6 и U7, а также к точности выполнения операции перемножения. Это необходимо для полной компенсации продуктов с частотой образующихся при работе
умножителей. Разбаланс сигналов на выходах диффе­ренцирующих цепочек порядка 3...5% и такая же точ­ность перемножения, по-видимому, достаточны для по­давления побочных продуктов на 30 дБ. К тому же они маскируются звуковыми частотами полезного демодули-рованного сигнала.
Как видно из (46), выходное звуковое напряжение приемника пропорционально квадрату амплитуды сиг­нала. Это существенно отличает данный приемник от супергетеродинных приемников с ограничителем и час­тотным детектором. В них амплитуда выходного звуко­вого сигнала не зависит от амплитуды входного, что имеет и положительные и отрицательные стороны. При выключении сигнала в приемнике с ограничителем слы­шен шум, практически с такой же громкостью, что и сигнал, а это сильно мешает и при дежурном приеме, и при поиске станций. Поэтому хорошие связные ЧМ приемники оснащают шумоподавителями, снижающими усиление УЗЧ при отсутствии несущей. В описываемом приемнике шумоподавитель не нужен, поскольку благо­даря зависимости (46) сигнал всегда будет звучать громче шума. Но во избежание перегрузки сильными сигналами в приемник по схеме рис. 38 необходимо ести систему АРУ. Управляющее напряжение АРУ удобно получить, установив на выходах усилителей А2 и A3 двухполупериодные квадратичные детекторы и сло­жив их выходные напряжения. На выходах квадратич­ных детекторов будут компоненты постоянного тока и удвоенной частотыно поскольку сигналы в каналах приемника находятся в квадратуре, компоненты с уд­военной частотой окажутся противофазны и скомпен-сируются при сложении выходных сигналов детекторов. Математически это описывается крайне просто:

Кстати, таким образом можно демодулировать AM. сиг­налы.
Описанный приемник обладает рядом важных досто­инств. У него нет зеркальных каналов приема, побочные каналы на частотах гармоник гетеродина легко подаВ­ляются даже простым преселектором и настроенным УРЧ. Селективность приемника определяется селектиВ­ностью двух одинаковых ФНЧ Z1 к Z2 к даже при прос­той схеме этих фильтров получается весьма высокой. Количество радиочастотных элементов в приемнике све­дено до минимума, а катушек может быть всего две-три: в гетеродине и УРЧ. Поскольку почти все каскады приемника низкочастотные, легко добиться малого по­требления мощности от источников питания и высокой степени интеграции.
Именно эти достоинства и привлекли внимание анг­лийских конструкторов при разработке приемника для мобильной связи в диапазоне 30...88 МГц [13]. Приемник был выполнен всего на двух кремниевых интегральных микросхемах. Одна из них включала УРЧ, смесители и гетеродин с высокочастотным фазовращателем. Гетеро­дин управлялся синтезатором частоты. Другая микро­схема содержала усилители каналов, демодулятор и вы­ходной УЗЧ. ФНЧ были выполнены на LCэлементах для снижения потребляемой мощности и расширения динамического диапазона приемника. Высокочастотным фазовращателем и дифференциаторами служили RCце­почки. Несмотря на общее усиление, достигавшее 150 дБ, никаких проблем со стабильностью или склон­ности к самовозбуждению отмечено не было. Подавле­ние побочных продуктов демодуляции достигало 36 дБ, селективность по соседнему каналу — 80 дБ. По чуВ­ствительности и реальной избирательности приемник не уступал супергетеродинам аналогичного назначения, а по экономичности и миниатюрности намного превосхо­дил их.
Принципы синхронного приема ЧМ и ФМ сигналов известны еще с 30-х годов, но практическое применение получают лишь в настоящее время в служебной, в том числе и спутниковой, радиосвязи. Конструкторы идут по пути создания синхронных демодуляторов для супер­гетеродинных приемников. Гетеродинные синхронные
приемники распространены пока еще очень мало. Име­ются лишь отдельные радиолюбительские разработки в области синхронного радиовещательного приема AMи ЧМ сигналов. В то же время принцип синхронного при­ема заслуживает гораздо большего внимания. В теоре­тической радиотехнике показано, например, что син­хронный демодулятор является оптимальным по помехо­устойчивости при приеме узкополосной ЧМ и ФМ.
Суть работы синхронного демодулятора состоит в том, что колебания местного гетеродина синхронизиру­ются с несущей принимаемого сигнала с точностью до фазы. Боковые полосы принимаемого сигнала, смешива­ясь с сигналом гетеродина, образуют в смесителе демо­дулятора продетектированный звуковой сигнал. Детек­тирование в обычном понимании этого слова заменено здесь линейной операцией преобразования частоты, что и обеспечивает высокую помехоустойчивость и другие достоинства синхронного демодулятора. В простейших синхронных демодуляторах синхронизация достигается прямым захватом колебаний гетеродина несущей прини­маемого сигнала. Неплохие результаты при этом полу­чаются при приеме «чистого» сигнала в белом шуме, но при наличии мешающих сигналов помехоустойчивость демодулятора оказывается низкой. Значительно более совершенная система синхронизации основана на при­менении петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Достаточно подробно система описана в [14].
Структурная схема синхронного гетеродинного при­емника с ФАПЧ, пригодного для приема ЧМ и ФМ сиг­налов, показана на рис. 39.
 

 
Во многом она напоминает схему асинхронного гетеродинного приемника (см. рис. 4), но имеются и существенные добавления. Син­хронный приемник (рис. 39) содержит УРЧ и преселек-тор А1, смеситель U1 (в данном применении его часто называют фазовым детектором), фильтр нижних частот Z1 и усилитель А2. Здесь усилитель А2 должен быть усилителем постоянного тока, пропускающим все часто­ты от нулевой (постоянный ток) до верхней частоты звукового спектра (около 3 кГц). Петлю ФАПЧ замы­кают фильтр петли Z2 и варикап VD1, управляющий частотой гетеродина. Этот варикап включается в кон­тур гетеродина вместе с основным конденсатором или варикапом настройки и служит для подстройки частоты гетеродина на несущую сигнала, обычно в небольшихчастотных пределах. Демодулированный звуковой сиг­нал проходит полосовой фильтр Z3 с полосой пропус­кания 0.3...3 кГц (в ряде случаев он может быть очень простым или вообще отсутствовать) и поступает на око­нечный УЗЧ A3 и далее на громкоговоритель или теле­фоны BF1. Остановимся подробнее на работе петли ФАПЧ.
Пусть при появлении сигнала на входе приемника (см. рис. 39) частота несущей немного не совпадает с частотой гетеродина G1. Тогда на выходе усилителя А2, как в обычном гетеродинном приемнике, выделяется сигнал биений с частотой, равной разности частот сиг­нала и гетеродина. Этот сигнал, пройдя фильтр Z2, воз­действует на варикап, периодически изменяя частоту гетеродина, причем во время одной полуволны частота гетеродина приближается к частоте сигнала и мгновен­ная частота биений понижается, aво время другой по­луволны удаляется от частоты сигнала и мгновенная частота биений повышается. В результате первая полу­волна биений как бы растягивается во времени, а дру­гая сжимается, и сигнал биений становится несинусои­дальным, как показано на рис. 40. Форма биений тако­ва, что появляется постоянная составляющая u0. как бы «подтягивающая» частоту гетеродина к частоте несу­щей. Если «подтягивание» частоты больше начальной расстройки частот сигнала и гетеродина, то в системе происходит захват, и частота гетеродина устанавлива­ется в точности равной частоте сигнала. Предельную расстройку, при которой еще происходит захват, назы­вают полосой захвата. Ее значение зависит от частоты среза ФНЧ Z2 и от амплитуды сигнала на входе.
 

В режиме захвата немодулированной несущей яа выходе смесителя выделяется постоянное напряжение, пропорциональное косинусу разности фаз несущей и ко­лебаний гетеродина. Это напряжение ошибки слежения воздействует на варикап до тех пор, пока сдвиг фаз не приблизится к 90°, а само напряжение ошибки не при­близится к нулю. Таким образом, в режиме захвата на­пряжения сигнала и гетеродина становятся квадратур­ными. При угловой модуляции сигнала система ФАПЧ отслеживает изменения фазы и частоты сигнала и на ее выходе выделяется демодулированный звуковой сигнал. Обозначимсигнал и напряжение гетеродина как
где—фаза сигнала, изменяющаяся при модуляции;
 вЂ” фаза колебаний гетеродина. Смеситель перемножает напряжения и1 и u2, а ФНЧ Z1 выделяет низкочастотную компоненту, отфильтровы­вая частоты, близкие к:

В результате действия петли ФАПЧ устанавлива­ется близкой к 90°, поэтому обозначим тог­да выходной сигнал системы, поступающий на фильтр Z3, запишется в виде:

где Kо — коэффициент передачи сигнала от входа сме­сителя до выхода усилителя А2.
В зависимости от частотной характеристики фильтра иетли Z2 возможны разные режимы работы ФАПЧ.
 

 
Если фильтр достаточно инерционный, т. е. пропускает только постоянный ток и очень низкие частоты, то от­слеживаться будет только несущая сигнала. Членв выражении (40) будет стремиться к нулю, а выходной демодулированный звуковой сигнал окажется пропор­циональнымТакой режим подходит для приема узкополосной ФМ с небольшим индексом модуляции, поскольку при этом и  При больших отклонениях фазы в процессе модуляции, достигающих 90° , будет наблюдаться мягкое ограничение демодулированного сигнала (по функции синуса), мало влияющее на разборчивость, но дальнейшее увеличение отклонений фазы приведет к искажениям. Их можно устранить, расширив полосу фильтра Z2. Тогда система сможет отслеживать и значительные изменения фазы сигнала при модуляции, и изменения его частоты. В этом режиме можно принимать ЧМ сигналы. К сожалению, расширение полосы фильтра петли вредно — оно увели­чивает шумовую полосу и ухудшает возможность прие­ма и захвата слабых сигналов в шуме. Хорошим ком­промиссом служит применение пропорционально-интег­рирующего фильтра, имеющего низкую частоту среза
 и протяженный горизонтальный участок АЧХ на час­тотах вышеКоэффициент т обычно имеет поря­док 0,03...0,3. Схема и АЧХ фильтра показаны на рис. 41.
Важным параметром системы ФАПЧ является поло­са удержания — максимальная расстройка гетеродина относительно частоты сигнала, при которой еще не про­исходит срыва слежения. Ее легко рассчитать. Напря­жение на выходе смесителя U1 (см. рис. 39) макси­мально приОно и соответствует максимально возможной расстройке. Тогда из (40) получаем

где q— крутизна характеристики управления гетероди­на, численно равная отклонению частоты при подаче управляющего напряжения 1 В.
Как видим, полоса удержания прямо пропорциональ­на амплитуде входного сигнала. От типа и характери­стики ФНЧ Z2, установленного в петле, она не зависит. Минимально допустимая полоса удержания определяет в соответствии с (41) минимально допустимый входной сигнал, т. е. чувствительность системы ФАПЧ. Для связного приемника она должна лежать на уровне шу­мов. В режиме приема ФМ сигналов, когда слежение происходит только за несущей, минимально допустимая полоса удержания определяется лишь стабильностью частот сигнала и гетеродина, а также точностью и плаВ­ностью механизма настройки. Она может составить 300...1000 Гц. В режиме приема ЧМ сигналов полоса удержания должна быть не меньше, чем девиация час­тоты сигнала. Для предотвращения чрезмерного расши­рения полосы удержания при сильных сигналах парал­лельно выходу фильтра Z2 можно установить двусто­ронний ограничитель амплитуды.
Селективность синхронного гетеродинного приемни­ка с ФАПЧ различна в режиме биений и при захвате сигнала. В режиме биений она полностью определяется суммарной АЧХ фильтров Z1 и Z2. В режиме захвата селективность возрастает, поскольку система следит пре­имущественно за «своим» сигналом, подавляя сигналы соседних по частоте станций. Тем не менее, произволь­но высокую селективность системы ФАПЧ получить нельзя, она ограничена требованиями устойчивости ра­боты петли. Суммарный фазовый набег в петле (в ос­новном в фильтре Z1) не должен превосходить Пи/2 (90°) на всех частотах, где коэффициент усиления по петле более единицы. В противном случае при подаче на вход системы сигнала в петле возникает самовозбужде­ние. Анализ [14] показывает, что в режиме приема ЧМ сигналов селективность не удается сделать лучше 40 дБ на декаду, т. е. при полосе пропускания петли 3 кГц селективность составит 40 дБ при расстройке на 30 кГц. В режиме приема ФМ сигналов полосу петли можно значительно сузить, даже до десятков герц, а это позволяет применить в качестве Z1 высокоэффектиВ­ные ФНЧ высоких порядков с частотой среза 3 кГц.
 

 
В этом случае можно получить селективность, напри­мер, 40...60 дБ при расстройке на 10 кГц.
В заключение описания этого интересного, но еще практически не используемого в любительской (да и в профессиональной) связи приемника, проиллюстрируем процесс его настройки на частоту станции. Предполо­жим, что частота сигнала станции фиксирована, а час­тота гетеродина приемника изменяется, например, пу­тем поворота ротора конденсатора настройки. На рис. 42 показана зависимость частоты гетеродина приемника от угла поворота ротора а с учетом действия системы ФАПЧ. При подходе к частоте сигнала, например сни­зу, но достижении расстройки, равной полосе захвата
 , произойдет захват, и частота гетеродина станет в точности равной частоте сигнала. При дальнейшем вра­щении ручки настройки частота гетеродина не будет изменяться, поскольку в петле ФАПЧ вырабатывается компенсирующее напряжение и емкость варикапа, под­страивающего гетеродин, изменяется так, чтобы компен­сировать изменение емкости конденсатора настройки. Срыв слежения происходит при расстройке, равной по­лосе удержания (она всегда больше полосы захвата), и частота гетеродина скачком увеличивается, поскольку компенсирующее напряжение в петле ФАПЧ пропадает. При приближении к частоте станции со стороны более высоких частот процесс происходит аналогичным об­разом.
 
4. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ЧМ И ФМ ТРАНСИВЕРОВ УКВ ДИАПАЗОНА
 
Традиционное использование супергетеродинного приемника в УКВ трансиверах приводит к сложно ре­шаемой проблеме совмещения настроек передатчика и приемника. В трансиверах, работающих на фиксирован­ных частотах, приходится использовать по крайней мере два кварцевых резонатора — один в задающем генера­торе передатчика, другой — в гетеродине приемника. Если же используется гетеродин плавного диапазона, проблема еще более усложняется, а в структурной схе­ме появляются дополнительные генераторы и смесители «переноса» сигнала ГПД в полосу частот передатчика и в полосу гетеродина приемника. Применение гетеро­динного приемника решает эти проблемы — единствен­ный генератор трансивера используется и как задающий генератор передатчика, и как гетеродин приемника Бо­лее того, это позволяет создавать достаточно простые системы с новыми возможностями, например для дуп­лексной радиосвязи. В дуплексном трансивере передача и прием ведутся одновременно, и разговор корреспон­дентов происходит как по обычному телефону.
На СВЧ диапазонах, где радиостанций практически нет и помех по зеркальному каналу ожидать не прихо­дится, очень простой дуплексный трансивер можно по­строить на основе приемника с низкой ПЧ и счетным детектором (см. рис. 37). Структурная схема трансиве­ра показана на рис. 43.
 

 
Он содержит генератор СВЧ G1, модулируемый по частоте с помощью варикапа VD1 или каким-либо иным способом, например изменением пи­тающих напряжений. Модулирующий сигнал поступает От микрофона ВМ1 через усилитель А1. СВЧ сигнал с ЧМ излучается в направлении корреспондента через ан­тенну WA1. Рядом с этой антенной расположена такая же конструктивно приемная антенна WA2, связанная со смесителем U1, выполненным на полупроводниковом диоде VD2. Смешение излучаемого и принимаемого сиг­налов получается благодаря тому, что малая часть из­лучаемой мощности попадает из передающей антенны в приемную. Станция корреспондента выполняется по точно такой же схеме, но ее передатчик настраивается на частоту f1 отличающуюся от частоты данного пере­датчика f2 на значение ПЧ f3, таким образом, что f1-f2=fз. Оба передатчика работают одновременно и служат гетеродинами для своих приемников. Получен­ный на выходе смесителя сигнал ПЧ фильтруется (Z1), усиливается (А2), детектируется счетным детектором (U2) и через УЗЧ A3 подводится к телефонам BF1. Ра­бота приемника была описана в предыдущем разделе. В данном трансивере прием возможен по двум кана­лам приема, поэтому при фиксированной частоте пере­датчика одного трансивера другой можно настроить как выше, так и ниже его частоты. Кроме того, в небаланс­ном смесителе трансивера возможно прямое детекти­рование мешающих сигналов с уровнем (см. первую главу), на 50...60 дБ превышающим уровень полезного сигнала. Но на СВЧ, где мешающих сигналов практи­чески нет, применение трансивера оправдано его исклю­чительной простотой. Конкретное исполнение трансиве­ра во многом зависит от диапазона частот. В диапазоне 10 ГГц (3 см) СВЧ генератор обычно выполняется на диоде Ганна. Он хорошо модулируется по частоте из­менением питающего напряжения. Имеются и промышленно выпускаемые генераторы, где в одном волноводном резонаторе расположены диод Ганна и варикап для перестройки частоты. Рупорная антенна этого диапазона с раскрывом 10X15 см дает выигрыш около 20 дБ, а две такие антенны, поставленные рядом, имеют развяз­ку 30...50 дБ. При мощности генератора около 10 мВт (типичное значение для диода Ганна) просачивающийся в приемную антенну гетеродинный сигнал составит  , что может оказаться недостаточным для нормальной работы смесительного диода. В этом слу­чае одят дополнительную линию связи между пере­дающим и приемным волноводными трактами или уста­навливают перед антеннами небольшой металлический отражатель.
Относительная нестабильность генератора на диоде Ганна, как и любого автогенератора, редко бывает меньше . Абсолютная нестабильность частоты при этом составит сотни килогерц. Такого же порядка должна быть и полоса пропускания тракта ПЧ трансиверов, и девиация частоты передатчиков, другими сло­вами, при применении автогенераторов СВЧ возможна работа только с широкополосной ЧМ Специальный фильтр ПЧ в приемнике трансивера Z1 при этом может оказаться ненужным — его роль с успехом выполнит усилитель А2, пропускающий частоты, например, от 50 до 500 кГц Конечно, широкая полоса пропускания трак­та ПЧ понижает чувствительность приемника, тем не менее расчеты и эксперименты с подобными устройства­ми показывают, что при приведенных выше параметрах трансивера возможна связь на расстоянии в десятки ки­лометров, если между трансиверами (точнее, их антен­нами) имеется прямая оптическая видимость.
На более низкочастотных диапазонах хорошие ре­зультаты может дать применение в трансивере кварце­вого генератора с линейкой умножителя частоты. Его относительная нестабильность составити полосу пропускания приемника трансивера можно сузить до 6 ..12 кГц Передатчики двух корреспондирующих трансиверов могут работать в двух соседних каналах со стандартным для УКВ разносом 25 или 12,5 кГц. Пере­дающую и приемную антенны трансиверов целесообразно конструктивно совместить, развязав их по поляриза­ции При этом одна из станций будет излучать гори­зонтально поляризованный сигнал, а другая — верти­кально поляризованный. При использовании параболи­ческого рефлектора в его фокусе устанавливаются скре­щенные диполи с рефлекторами, а при использовании антенн типа «волновой канал» их диполи располагают­ся на одной несущей траверсе перпендикулярно друг другу.
На основе ЧМ приемника с квадратурными канала­ми легко выполняется УКВ ЧМ трансивер. На струк­турной схеме рис. 38 необходимо добавить лишь усили­тель мощности передатчика и антенный переключатель прием/передача. Для частотной модуляции передатчика в задающий генератор необходимо ести варикап, уп­равляемый от микрофонного усилителя.
 

 
Трансивер пригоден для обычной симплексной связи, причем ответ осуществляется точно на частоте корреспондента без всяких дополнительных подстроек. На основе этого же приемника можно выполнить и трансивер для дуплекс­ной связи, отличающийся важной и полезной особенно­стью— оба корреспондирующих трансивера занимают один и тот же частотный канал! Структурная схема дуп­лексного трансивера с квадратурными каналами приве­дена на рис. 44. Его передатчик содержит микрофонный усилитель A1, соединенный с варикапом VD1, включен­ным в цепь кварцевого резонатора задающего генера­тора G1. Сигнал генератора умножается по частоте ум­ножителем U1 и подается на усилитель мощности А2. Последний связан с антенной WA1, используемой одно­временно и для передачи, и для приема. Смеситель при­емника выполнен на диодах VD2—VD5, связанных с фидерной линией антенны четырьмя направленными ответвителями, а в простейшем случае конденсаторами ма­лой емкости или петельками связи. Направленные ответвители хороши тем, что они передают на диоды сиг­нал корреспондента, поступающий из антенны, с малым ослаблением, а сигнал передатчика, распространяющий­ся по фидерной линии к антенне, со значительно боль­шим ослаблением. Он и служит гетеродинным сигналом для смесителя. Направленные ответвители расположены в фидерной линии на расстоянии, равном 1/8 длины вол­ны друг от друга, поэтому гетеродинный и принимаемый
сигналы имеют относительный фазовый сдвиг 90° на каждой паре соседних диодов. Точно так же образуют­ся и противофазные сигналы для работы пары диодов в балансном смесителе каждого из квадратурных кана­лов приемника. Смешанные диодами сигналы объединя­ются дифференциальными усилителями (или симмет­ричными трансформаторами) и поступают на два ФНЧ приемника, дальнейшая структурная схема которого полностью совпадает с изображенной на рис. 38.
Благодаря использованию балансных смесителей и центральной настройке гетеродина на частоту сигнала приемный тракт трансивера отличается повышенной по­мехоустойчивостью и отсутствием побочных каналов приема. Но предельную чувствительность приемного тракта получить в этом трансивере будет, вероятно, не­легко из-за потерь мощности сигнала в направленных ответви гелях. Кроме того, часть мощности сигнала не­избежно потеряется в выходных цепях передатчика. Для устранения побочных каналов приема на гармониках гетеродина и ослабления гармоник излучаемого сигнала между антенной и трансивером полезно включить поло­совой фильтр. Практически этот одночастотный дуплекс­ный трансивер еще не изготавливался и не испытывал­ся. Аналогичный дуплексный трансивер можно попы­таться сделать и на основе гетеродинного приемника с ФАПЧ. Тогда смеситель получается вдвое проще — в нем будут только два направленных ответвителя, распо­ложенных на расстоянии 'Д длины волны друг от друга, и два диода.
Поговорим теперь о том, как должна выглядеть структурная схема УКВ трансивера прямого преобразо­вания, обеспечивающего максимально возможную даль­ность связи и позволяющего реализовать как макси­мально разрешенную на УКВ мощность передатчика (5 Вт), так и максимальную чувствительность приемни­ка. Если использовать однополосную модуляцию, то схема трансивера будет такой же, как и для KBдиапа­зонов, с той лишь разницей, что в задающем генераторе (который должен иметь кварцевую стабилизацию часто­ты) придется использовать линейку умножителей часто­ты. Из других видов модуляции, как мы уже показали, лучше всего подходит ФМ с индексом около единицы. Потенциальная помехоустойчивость реализуется прием­ником с системой ФАПЧ (рис. 39), в котором полоса петли ФАПЧ сужена настолько, чтобы можно было сле­дить за несущей принимаемого сигнала, но почти не отслеживать его модуляцию. Практически она должна составить (не ухудшая условий захвата) десятки или сотни герц.
Структурная схема УКВ ФМ трансивера приведена на рис. 45.
 

 
Его передающий тракт содержит подстраи­ваемый кварцевый генератор G1, фазовый модулятор U1, связанный с микрофонным усилителем A1, умножи­тель частоты U2, еще один удвоитель частоты U3 и уси­литель мощности А2, связанный через антенный пере­ключатель SA1 с антенной WA1. Приемник выполнен по схеме, полностью совпадающей с уже описанной схе­мой рис. 38, с той лишь разницей, что гетеродинный сигнал снимается на смеситель после умножителя час­тоты U2 передающего тракта. Смесители, работающие с частотой гетеродина вдвое меньшей частоты сигнала, имеют определенные преимущества, о которых расска­зано в следующей главе. Приемный тракт содержит УРЧ A3, смеситель U4, ФНЧ Z1, усилитель постоянного тока А4 и пропорционально-интегрирующий фильтр пет­ли ФАПЧ Z2. Частотой гетеродина управляет варикап VD1. Сигнал с выхода петли ФАПЧ поступает на до­полнительный ФНЧ и оконечный УЗЧ, аналогичные по­казанным на рис. 39. При переходе на прием смещение на варикапе VD1 подстраивает гетеродин на частоту сигнала корреспондента, при переходе же на передачу
оно должно фиксироваться во избежание случайных из­менений частоты передатчика.
При практической реализации трансивера по схеме рис. 45 тракт передачи выполняется по хорошо извест­ным и практически проверенным схемам УКВ передат­чиков. УРЧ A3 определяет уровень шумов и чувстви­тельность приемного тракта. Схемы малошумящих УРЧ также хорошо известны. Смеситель U4 можно выпол­нить на встречно-параллельных диодах или встречно-управляемых транзисторах (см. ниже). Этот смеситель должен иметь выход, замкнутый по постоянному току, чтобы передать постоянную составляющую сигнала слежения за частотой. В качестве ФНЧ Z1 может слу­жить П-образное LCзвено с частотой среза 3 кГц. Коэффициент усиления усилителя постоянного тока А4 и крутизну характеристики управления частотой можно найти так. Пусть при максимальном управляющем сиг­нале 0,5 В (уровень ограничения кремниевых диодов) увод частоты гетеродина не превосходит 10 кГц. Отсюда крутизна управления q= 20 кГц/В. Затем пусть при сигнале на смесителе около 1 мкВ полоса удержания составит  Из формулы (41) получаем
Kо=20000. Подойдет интегральный операционный уси­литель какого-либо распространенного типа. Частота среза фильтра петли Z2 может быть выбрана в преде­лах 20...10 Гц, что и обеспечит узкополосность петля ФАПЧ.
Интересно сравнить системы связи на УКВ с SSBи ФМ. Приемники этих систем имеют одинаковый сигнальный тракт, лишь полоса пропускания однополосного SSBприемника вдвое уже (3 кГц вместо 6 кГц). По­этому при равной пиковой мощности передатчика отно­шение сигнал-шум на выходе SSBприемника будет на 3 дБ больше. Зато SSBпередатчик должен работать в линейном режиме, недоиспользуя предельную мощность выходного каскада и имея кпд не более 40...50%, тогда как ФМ передатчик может иметь кпд 70...80%. Поэто­му-то при равных подводимых мощностях ФМ передат­чик даст выигрыш на 1,5...2 дБ. Таким образом, ФМ лишь немного, на 1...1.5 дБ, уступает SSBв равных ус­ловиях. Надо еще заметить, что SSBпередатчик эконо­мичнее, поскольку в паузах передачи он не излучает. Однако при разрешенной на УКВ мощности 5 Вт этот фактор практического значения не имеет. Зато несущая,
излучаемая ФМ передатчиком постоянно, позволит даль­нему корреспонденту узнать о существовании вашего слабого сигнала, даже если нельзя разобрать переда­ваемое сообщение.
Для ЧМ при использовании традиционных детекто­ров, в том числе и для ЧМ приемника с квадратурными каналами, характерен «порог» при приеме слабых сиг­налов в шуме. Предлагаемая система связи с ФМ и син­хронным приемником, так же как и SSB система, по­рога не имеет, поскольку демодуляция сигнала проис­ходит в линейном элементе — смесителе. Отношение сигнал-шум при прохождении сигнала через смеситель не изменяется. Но при слабых сигналах возможен срыв слежения в системе ФАПЧ, что, по сути дела, и явится порогом всей системы. Для его понижения полосу про­пускания петли и выгодно выбирать поуже, чтобы от­слеживать только несущую. Петля ФАПЧ остается ра­ботоспособной при отношении сигнал-шум в полосе пет­ли не хуже 5...7 дБ. Если полоса петли равна даже 300 Гц, то отношение сигнал-шум в полосе телефонного сигнала 3 кГц будет на 10 дБ меньше и составит — 3... —5 дБ, т. е. таким, при котором телефонный сигнал разобрать уже нельзя. Таким образом, этот порог син­хронного ФМ приемника лежит намного ниже уровня минимально различимых сигналов. Разработка систем связи на УКВ с ФМ и с использованием синхронных ге­теродинных приемников, несомненно, представляет боль­шой интерес для радиолюбителей. Обратимся теперь к вопросам практической реализации методов и идей, из­ложенных в предыдущих главах.