1. ПРИНЦИПЫ ЧМ И ФМ
До сих пор мы рассматривали только телеграфные и однополосные трансиверы, однако принцип прямого преобразования можно с успехом применить и при других видах модуляции. Амплитудную модуляцию рассматривать особого смысла не имеет, поскольку иду ее малой эффективности она все более вытесняется другими видами модуляции. AM еще используется в некоторых видах профессиональной связи на УКВ, но в любительской связи уже практически не применяется. Широкое распространение на УКВ, особенно в западных странах для так называемой «гражданской» связи, получили частотная модуляция (ЧМ) и фазовая модуляция (ФМ). Число стационарных, мобильных и портативных УКВ ЧМ радиостанций, имеющихся в личном пользовании граждан США, например, в несколько раз превосходит число любительских KBи УКВ станций.
В отличие от зарубежных стран, ЧМ и ФМ у нас очень «не повезло» радиолюбители используют эти виды модуляции не часто и соответствующей аппаратуры, по существу, не имеют. С одной стороны, это связано с весьма незначительным числом публикаций в радиолюбительской литературе [10], а с другой — с глубоко укоренившимся мнением, что для дальних телефонных связей на УКВ пригодна лишь однополосная модуляция (SSB). Сложившееся положение не позволяет широко использовать УКВ диапазоны массе начинающих и малоопытных радиолюбителей, для которых постройка УКВ SSB аппаратуры — слишком сложная задача, а телеграфа они не знают. В результате на просторном диапазоне 144...146 МГц (не говоря уже о более высокочастотных) пусто, в то время как диапазон 1,8 МГц катастрофически перенаселен. Техника прямого преобразования позволяет строить УКВ радиостанции с ФМ, чуть ли не самые простые из всех известных, но по эффективности почти не уступающие однополосным.
Угловая модуляция (общий термин, объединяющий ЧМ и ФМ) обладает и еще несколькими важными достоинствами. Так, мощность передатчика не изменяется при модуляции, она постоянна и равна пиковой, тогда как при AM, например, мощность несущей должна быть в четыре раза меньше пиковой. Усилитель мощности передатчика с угловой модуляцией работает при постоянной амплитуде сигнала, поэтому к его линейности не предъявляется никаких требований. Он может работать в режиме класса С, т. е. с максимальным кпд. Отсутствие серьезных требований к линейности особенно важно для транзисторных устройств. Передатчик не требует для модуляции большой мощности звукового сигнала, по схеме и конструкции он получается заметно проще AM, а тем более SSB передатчика.
Постоянство мощности ЧМ и ФМ сигналов — существенное преимущество в связи с развитием сети любительских ретрансляторов. Ведь ультракороткие волны слабо огибают земную поверхность, поэтому дальность действия УКВ передатчиков в обычных условиях не намного превосходит дальность прямой видимости. Дальность значительно увеличивается при наличии ретранслятора, а тем более —цепочки ретрансляторов, установленных на возвышенных местах. Из-за нелинейности усилительных каскадов ретранслятора слабые сигналы подавляются в нем сильными. Если к тому же сильный сигнал модулирован по амплитуде, то в ретрансляторе возникнет перекрестная модуляция и слабый сигнал также окажется промодулирован, связь нарушится. При использовании угловой модуляции перекрестная модуляция не возникает. Наличие сильного сигнала приводит лишь к уменьшению коэффициента усиления ретранслятора (забитие), но не нарушает возможности проведения связи. По этой же причине передатчики с угловой модуляцией практически не создают помех телевизионному и радиоприему и значительно меньше мешают близко расположенным радиостанциям по сравнению с AMи SSBпередатчиками.
При ФМ в соответствии со звуковым сигналом изменяется фаза высокочастотных колебаний. Максимальное отклонение фазы, выраженное в радианах, называется индексом модуляции р. Выражение для ФМ сигнала можно записатьв виде:
где—амплитуда несущей;
— угловая частота несущей,
— угловая частота модуляции,
Когда изменяется фаза сигнала, неизбежно отклоняется и частота, ведь частота является скоростью изменения фазы во времени. Отклонение частоты можно найти, продифференцировав выражение для фазы по времени:
Видно, что максимальное отклонение (девиация) частотысоставляетт. е. оно тем больше, чем больше модулирующая частота. ФМ и ЧМ очень похожи, они различаются только спектральным составом модулирующего сигнала, подаваемого на модулятор. При модуляции чистым тоном ФМ и ЧМ неразличимы. Фазовый модулятор обеспечивает отклонение фазы несущей, пропорциональное напряжению модулирующего сигнала. ФМ сигнал на его выходе имеет постоянный индекс модуляции при любой модулирующей частоте.
При ЧМ девиация частоты задающего генератора передатчика пропорциональна напряжению модулирующего сигнала (рис. 32). Полагая максимальную девиацию частоты постоянной, получаем, что индекс модуляции при ЧМ обратно пропорционален модулирующей частоте, илиС учетом сказанного, выражение для ЧМ сигнала при модуляции синусоидальным сигналом можно записать в виде:
Спектр реальных звуковых сигналов содержит разные частоты, поэтому индекс частотной модуляции — понятие довольно условное. Обычно его задают для наивысшей модулирующей частоты;
(39)
Для более низких модулирующих частот индекс ЧМ получается больше.
Спектр сигнала с угловой модуляцией можно найти, преобразовав выражения (36) или (38) с помощью бесселевых функций:
Спектр получается сложным и содержит большое количество боковых частотгде n— целые числа.
Боковых частот тем больше, чем больше индекс модуляцииПри больших индексах модуляции ширина спектра примерно равна удвоенной девиации частоты Это легко понять, приняв во внимание, что большой индекс модуляции получается, например, при ЧМ с очень низкой модулирующей частотой. Тогда частота передатчика медленно изменяется от значения дои обратно, заполняя весь диапазон шириной
В общем случае широкополосной модуляции ширину спектра полагают равной
(41)
Широкополосная угловая модуляция используется в радиовещании на УКВ, а для радиосвязи она невыгодна, поскольку при ней, во-первых, не обеспечивается прием самых слабых сигналов, лежащих на уровне шумов, и, во-вторых, сигнал занимает излишне широкий спектр частот. Последнее не только ограничивает число станций,одновременно работающих в данном диапазоне частот, но и заставляет расширять полосу пропускания приемника, что ухудшает и его чувствительность, и селективность.
По названным причинам в радиосвязи используют только узкополосную угловую модуляцию с девиацией частоты не более 5...6 кГц. При малых индексах модуляции в спектре сигнала имеются практически лишь три компоненты: несущая с частотойи две боковые первого порядка с частотами Ширина спектра излучаемого сигнала при примерно равна удвоенной частоте модуляции 2F, а сам спектр подобен спектру AMсигнала, с той лишь разницей, что фаза несущей повернута относительно фазы несущей при AMна 90°. При небольших индексах модуляции амплитуды спектральных компонент можно найти, используя следующие приближенные соотношения:
В качестве иллюстрации на рис. 33 показаны спектры сигнала с индексами модуляции Изображены только те спектральные составляющие, амплитуда которых (она находится по таблицам функций Бесселя и указана сверху на рисунке) превосходит 3%
от амплитуды всего сигнала. Другими словами, указаны составляющие с уровнем более —30 дБ относительно уровня всего сигнала. Из рисунка видно, что по мере роста индекса модуляции амплитуда боковых составляющих растет, а амплитуда несущей (компонента на частоте fо) уменьшается. Полная же мощность сигнала, равная сумме мощностей всех спектральных компонент, всегда остается постоянной.
Угловую модуляцию сигнала в передатчике можно получить двумя способами. Наиболее известен способ частотной модуляции в задающем генераторе передатчика с помощью диода с управляемой емкостью — варикапа, подключенного к контуру генератора. Девиация
частоты устанавливается подбором емкости варикапа, коэффициента его включения в контур и амплитуды звукового напряжения, подаваемого на варикап. Обычно девиация частоты устанавливается 3 кГц. При этом индекс модуляции для верхней частоты звукового спектра равен единице, а для нижней частоты (300 Гц) возрастает примерно до десяти, что сопровождается образованием массы боковых частот высоких порядков, хотя общая ширина излучаемого спектра остается в пределах 6...10 кГц. Узкополосная ЧМ не совместима с другими видами модуляции, и для приема такого ЧМ сигнала приемник необходимо оснастить специальным частотным детектором.
С помощью описанного частотного модулятора очень легко получить и ФМ, для этого надо лишь перед подачей на варикап пропустить звуковой сигнал через дифференцирующую RCцепочку с постоянной времени около 50 мкс. Практически емкость одного из разделительных конденсаторов в микрофонном усилителе выбирается раз в десять меньше обычной, он и образует вместе со входным сопротивлением следующего каскада дифференцирующую цепочку. Надо заметить, что уже с самого начала использования УКВ ЧМ радиостанций было замечено, что подъем верхних частот звукового спектра улучшает разборчивость сигнала и помехоустойчивость связи. Поэтому звуковой сигнал подвергают дифференцированию во всех промышленных радиостанциях, и они излучают практически не ЧМ, а ФМ сигнал, правда, с индексом модуляции 1,5...2, что приводит к расширению спектра излучаемого сигнала до 12...15 кГц из-за боковых полос второго и высших порядков.
Второй способ состоит в фазовой модуляции сигнала в одном из промежуточных каскадов передатчика. Поскольку задающий генератор в этом случае не связан с модулятором, можно получить особенно высокую стабильность частоты и хорошее качество сигнала. Фазовые модуляторы не сложнее частотных. Они позволяют получить индекс модуляции порядка 0,5...0,7 без заметной сопутствующей AM. При умножении частоты в последующих каскадах передатчика индекс модуляции умножается во столько же раз. Если фазовый модулятор установлен сразу после задающего генератора перед линейкой умножителей частоты с большим коэффициентом умножения, то требуемый от модулятора индекс
модуляции оказывается очень малым. Выходной сигнал ФМ передатчика с индексом модуляции около единицы содержит в основном боковые полосы только первого порядка. Такой сигнал с успехом можно принимать однополосными приемниками, используя только одну (любую) из боковых полос. Таким образом, ФМ соВместима с однополосной при
2. СРАВНЕНИЕ С ДРУГИМИ ВИДАМИ МОДУЛЯЦИИ
Для удовлетворительного приема речи отношение сигнал-шум на выходе приемника должно быть выше, чем при приеме телеграфных сигналов. На рис. 34 приведен график зависимости разборчивости речевого сигнала Rв процентах от отношения сигнал-шум на выходе приемника [11]. Из графика видно, что для разборчивости 50% сигналов (удовлетворительный прием) требуемое отношение равно трем (10 дБ). Поэтому, если сравнить телеграф, где требуемое отношение сигнал-шум близко к единице (0 дБ), и однополосную модуляцию, то окажется, что при равной мощности передатчиков дальность связи телеграфом будет выше. И наоборот, при одинаковой дальности связи требуемая мощность однополосного передатчика окажется в 10—40 раз (на 10...16 дБ) больше. Однако SSBможно приблизить к телеграфу, если применить сжатие динамического диапазона речевых сигналов, дающее выигрыш до 10 раз по мощности.
Телеграфные и SSBприемники отличает уже известная нам особенность — их тракт линеен от входа до выхода, поскольку сигнал в них не детектируется, а только преобразовывается по частоте. Поэтому отношение сигнал-шум в тракте CWи SSBприемников не изменяется. При всех остальных видах модуляции, AM, ЧМ и ФМ, имеется пороговое отношение сигнал-шум, при работе ниже которого в детекторе приемника сигнал подавляется шумом. При работе выше порога сохраняется пропорциональная зависимость между отношениями сигнал-шум на входе и выходе детектора. Анализ прохождения смеси сигнала с шумом через нелинейные цепи, в частности детектор, представляет собой достаточно сложную задачу статистической радиотехники.
Тем не менее, подобные задачи успешно решаются, и нам остается лишь познакомиться с полученными результатами.
На графике рис 35 показаны зависимости, связывающие отношение сигнал-шум на входе и выходе приемника при различных видах модуляции. Чтобы сравнение было объективным, по горизонтальной оси отложено отношение пиковой мощности сигнала к мощности шума в полосе 3 кГц на входе приемника. При построении графиков предполагалось, что для AMи узкополосной ЧМ с индексом полоса пропускания додетекторного тракта приемника равна 6 кГц, а для широкополосной ЧМ с(девиация частоты ±15 кГц)—30 кГц. Термин ЧМ здесь в равной степени относится и к ФМ
с таким же индексом, поскольку, как уже упоминалось, при модуляции синусоидальным сигналом они неразличимы.
Рассмотрение графиков показывает, что порог (перегиб кривой) для узкополосной ЧМ наблюдается при отношении сигнал-шум на входе детектора 5...7 дБ, а для широкополосной ЧМ вЂ” около 20 дБ. Физически это сбъ ясняется просто: когда мощность шума на входе детектора становится сравнимой с мощностью сигнала, начинается подавление сигнала шумом Напомним, что мощность шума на входе детектора пропорциональна полосе пропускания додетекторного тракта (см. формулу 11), поэтому мощность шума в полосе 30 кГц в 10 раз (на 10 дБ) больше мощности шума в полосе 3 кГц. Соответственно и порог при широкополосной ЧМ наблюдается при больших уровнях сигнала, чем для узкополосной ЧМ. Из рис. 35 видно также, что минимальный уровень сигнала, необходимый для получения отношения сигнал-шум на выходе приемника порядка 5...10 дБ, обеспечивают два вида модуляции — SSBи узкополосная ЧМ. При других видах модуляции для получения такого же (минимально необходимого для разборчивого приема речи) отношения сигнал-шум на выходе требуется значительно большая величина сигнала на входе. SSBпревосходит ЧМ при самых малых отношениях сигнал-шум, на пределе разборчивости, зато ЧМ оказывается немного лучше при работе выше порога
Теперь остановимся на вопросе о том, какой индекс модуляции, девиацию частоты и полосу пропускания приемника нужно выбрать для достижения максимальной дальности связи с угловой модуляцией. Увеличение девиации частоты свыше 3 кГц при ЧМ и индекса модуляции свыше 1 при ФМ расширяет спектр излучения за счет подъема боковых полос второго порядка (см. рис. 33). Помимо нежелательного расширения полосы частот, занимаемой радиостанцией в эфире, это заставляет расширять и полосу пропускания приемника, чтобы пропустить сигнал без ослабления и без искажений. В результате повышается пороговое отношение сигнал-шум и дальность связи неизбежно падает, поскольку требуется увеличение мощности сигнала на входе приемника Таким образом, девиация частоты при ЧМ не должна превосходить 3 кГц, а индекс модуляции
при ФМ вЂ”единицы. Полоса модулирующих частот в обоих случаях полагается равной 3 кГц и расширение ее нежелательно Более того, в микрофонном усилителе полезно установить ФНЧ с частотой среза 3 кГц, чтобы подавить более высокие частоты и предотвратить расширение спектра излучения.
Полосу пропускания приемника нецелесообразно делать шире 6 кГц, чтобы не увеличивать уровень шума на входе детектора. Потеря мощности сигнала с и F= 3 кГц за счет отсеивания боковых полос второго порядка не превзойдет 2,5%, а для более низких частот модуляции будет еще меньше. Таким образом, практически весь ЧМ или ФМ сигнал в этих условиях пройдет через додетекторный тракт приемника Сужать полосу пропускания далее нельзя, поскольку это приведет к ослаблению высших частот звукового спектра. Итак, оптимальным значением оказывается 6 кГц.
Выбор между ЧМ и ФМ однозначно решается в пользу ФМ, и практика работы с ЧМ радиостанциями это подтверждает. Для приема ЧМ сигналов нужен специальный частотный детектор. Их известно великое множество: дискриминатор на расстроенных контурах с ограничителем, детектор отношений, счетно-импульсный детектор и т. д. Не будем останавливаться на их описании, так как это выходит за пределы тематики книги. К тому же частотные детекторы практически не использовались радиолюбителями даже в период широкого распространения ЧМ в 60-х годах на диапазоне 28 МГц. Тогда широко использовался способ приема ЧМ сигнала на AMприемник, имеющий достаточно пологие скаты кривой селективности. При настройке приемника так, чтобы несущая попала на середину одного из скатов, ЧМ преобразуется в AM, и затем полученный AMсигнал детектируется обычным образом. Надо отметить, что при этом теряются все преимущества ЧМ, следующие из графиков рис. 35. Процесс детектирования ЧМ сигнала AMдетектором связан со значительными нелинейными искажениями, возрастающими при увеличении крутизны скатов кривой селективности. Нелинейные искажения сильно зависят от расстройки приемника, значительно возрастая при центральной настройке и при слишком больших расстройках. Последние сопровождаются и общим ухудшением приема из-за ослабления сигнала.
В случае приема узкополосного ФМ сигнала на AMприемник при центральной настройке две боковые полосы первого порядка взаимно компенсируются и приема нет. Расстройка приемника ослабляет одну из боковых полос, и на выходе AMдетектора появляется сигнал. Высокая крутизна скатов кривой селективности не приводит к нелинейным искажениям сигнала при ФМ, поскольку в спектре сигнала почти не содержится боковых составляющих второго и более высоких порядков. Более того, узкополосный ФМ сигнал можно принимать, используя узкополосный фильтр с полосой пропускания около 3 кГц в тракте ПЧ AMприемника, настроив приемник так, чтобы несущая ФМ сигнала оказалась на краю полосы пропускания фильтра. ФМ сигнал можно принимать и на SSBприемник. Таким образом, ФМ хорошо совместима с другими видами модуляции и различными приемниками.
Эксперименты автора с узкополосным ФМ
передатчиком, проведенные еще в 70-х годах, полностью подтвердили высказанные положения. Передача хорошо прослушивалась на однополосные приемники, основная же масса корреспондентов, использующих AMприемники, отмечала улучшение разборчивости, подъем верхних частот звукового спектра и общее повышение эффективности при переходе от AMк ФМ. Любопытно, что более половины операторов не замечало характерного «провала» при центральной настройке AMприемника и не отличало ФМ от AM. Дело в том, что этот «провал», хорошо заметный при ЧМ из-за значительной его ширины и сопутствующих искажений, становится очень узким и не сопровождается искажениями при ФМ.
ФМ сигнал можно принимать и на приемник, оснащенный ЧМ детектором. При этом будут подчеркнуты верхние частоты звукового спектра. Для компенсации подъема верхних частот на выходе частотного детектора следует включить интегрирующую RCцепочку. Она служит и еще одной полезной цепи — выравнивает спектральную плотность шума на выходе частотного детектора, имеющую подъем на высоких частотах. Подобные операции — подъем верхних частот в модуляторе и ослабление их после детектора — используют даже в УКВ радиовещании с ЧМ.
3. ГЕТЕРОДИННЫЕ ПРИЕМНИКИ ЧМ И ФМ СИГНАЛОВ
Традиционные способы приема ЧМ сигналов предполагают использование супергетеродинного приемника, оснащенного специальным частотным детектором. Он имеет дискриминационную характеристику, т. е. зависимость выходного напряжения от частоты входного сигнала, показанную на рис 36.
При отсутствии модуляции и центральной настройке приемника на несущую ЧМ сигнала выходное напряжение детектора равно нулю. Отклонение частоты сигнала в ту или другую сторону вызывает появление выходного напряжения того или иного знака. Расстояние по частотной оси между «горбами» дискриминационной характеристики должно быть таким же или больше, чем удвоенная девиация частоты передатчика. Нелишне заметить, что сужение полосы пропускания тракта ПЧ уменьшает ширину дискриминационной характеристики, снятой у всего приемника. Обычно девиацию частоты и ширину дискриминационной характеристики стараются сделать одинаковыми. Выходное напряжение детектора не должно зависеть от амплитуды сигнала. Некоторые частотные детекторы, например детектор отношений, обладают таким свойством в ограниченном диапазоне входных сигналов, чаще же между трактом ПЧ и детектором устанавливают ограничитель. Он способствует и подавлению импульсных помех. Надо отметить, что при приеме очень слабых сигналов в белом шуме ограничитель не повышает помехоустойчивости связи, лишь при больших сигналах он дает некоторый выигрыш в отношении сигнал-шум на выходе детектора. Более подробно о работе частотных детекторов рассказано в [12].
Гетеродинные приемники ЧМ и ФМ сигналов можно разделить на два класса: синхронные, в которых имеются средства для синхронизации местного гетеродина с несущей принимаемого сигнала, и асинхронные, где таких средств нет. Остановимся сначала на последних. Довольно простой ЧМ приемник можно сконструировать, используя структурную схему супергетеродина, но понизив значение ПЧ до 10...25 кГц. В этом случае основное усиление легко получить в тракте ПЧ с помощью RCусилителя, выполненного на дешевых низкочастотных транзисторах. Усилитель почти не требует налаживания и не склонен к самовозбуждению даже при очень большом коэффициенте усиления (до или 100 дБ). Детектор может быть счетного типа. Он обладает высокой линейностью и также не требует налаживания. Структурная схема приемника показана на рис. 37.
Он содержит УРЧ А1, смеситель U1 с гетеродином G1, фильтр основной селекции Z1, УПЧ А2, ограничитель амплитуды U2, счетный детектор U3 и оконечный УЗЧ с дифференциальным входом A3. Радиочастотные каскады приемника выполняются обычным образом и особых пояснений не требуют. ФСС Z2 должен иметь полосу пропускания около 6 кГц, а его центральная частота может быть, например, кГц. В этом случае он будет пропускать частоты от 9,5 до 15,5 кГц. Далее сигнал усиливается и ограничивается по амплитуде, превращаясь в прямоугольные импульсы. При этом подавляются возможная паразитная AMсигнала и импульсные помехи. Счетный детектор целесообразно выполнить по двухтактной схеме, при этом на его выходе подавляются составляющие с частотами ПЧ и остаются лишь продетектированный сигнал и состаВляющая с удвоенной ПЧ, лежащей в ультразвуковом диапазоне 19.. 31 кГц. Последняя легко отфильтровывается. На рис. 37 показан вариант выполнения детектора в виде диодного выпрямительного мостика. Емкость разделительного конденсатора С1 выбирается небольшой, чтобы продифференцировать прямоугольные импульсы ПЧ, поступающие с выхода ограничителя. Короткие импульсы, соответствующие фронтам прямоугольных, выпрямляются диодным мостиком и заряжают сглаживающий конденсатор С2. Поскольку амплитуда импульсов неизменна, заряд конденсатора С2, а следовательно, и напряжение на нем, пропорциональны частоте следования импульсов. При ЧМ входного сигнала напряжение на выходе счетного детектора будет изменяться в такт с изменениями частоты. Увеличив емкость конденсатора С2, можно ослабить верхние звуковые частоты и приспособить детектор для демодуляции ФМ сигнала. Ненужная постоянная составляющая продетектированного сигнала устраняется разделительными конденсаторами в УЗЧ.
Крупным недостатком описанного приемника является наличие зеркального канала, отстоящего от основного канала приема на удвоенное значение ПЧ, в нашем примере на 25 кГц. С помощью преселектора отфильтровать сигналы, проникающие по зеркальному каналу, в УКВ диапазонах практически невозможно из-за малой разницы в частотах. Тем не менее, приемник можно использовать на малонаселенных диапазонах, примириВшись с наличием двух каналов приема. Даже если в одном из каналов сигнал будет поражен помехой, можно перестроить гетеродин на 25 кГц и принять сигнал по другому каналу. Подавить зеркальный канал приема можно, используя фазовый смеситель, аналогичный модуляторам-демодуляторам однополосного сигнала (см. рис. 21 и 23). Фазовращатель низкой ПЧ в этом случае должен иметь относительную полосу частот ±25% и может быть достаточно простым. При тщательной настройке таким способом можно подавить зеркальный канал на 40...50 дБ.
Значительно более совершенный гетеродинный ЧМ приемник выполняется по схеме с двумя квадратурными каналами (рис. 38).
Он содержит усилитель радиочастоты А1 и два смесителя U1 и U2, гетеродинное напряжение на которые подается в квадратуре, т. е. со сдвигом фаз 90е. Фазовый сдвиг создается высокочастотным фазовращателем U3, включенным между гетеродином G1 и смесителем. Гетеродин приемника настраивается точно на несущую принимаемого сигнала. Частота сигналов на выходах смесителей изменяется от нуля при отсутствии модуляции до значения равного максимальной девиации частоты при модуляции. Далее в каждом канале установлены ФНЧ с полосой пропускания, равной Z1 и Z2 и усилители А2 и A3, обеспечивающие основное усиление сигнала. Демодулятор приемника содержит дифференцирующие цепочки U4, U5 и перемножители сигналов U6 и U7. Выходной сигнал всего приемника возникает как разность сигналов с выходов перемножителей U6 и 1/7. Разностный сигнал образуется в оконечном УЗЧ с дифференциальным входом А4.
Рассмотрим работу приемника. При отклонении частоты сигнала ерх относительно частоты гетеродина на Д/ на выходах смесителей U1 и U2 появятся сигналы с разностной частотойпричем сигнал в нижнем канале будет отставать по фазе на 90° относительно сигнала в верхнем канале, фаза которого принята за нулевую. В дифференцирующей цепочке U5 сигнал нижнего кана-
ла получает опережение по фазе на 90°, и на перемножитель U6 поступают синфазные сигналы. Его выходное напряжение будет положительным. В цепочке U4 сигнал верхнего канала также получает опережение по фазе на 90° и становится противофазным сигналу нижнего канала. Напряжение на выходе перемножителя U7 будет отрицательным, а общее выходное напряжение приемника — положительным. При отклонении частоты сигнала вниз напряжение в нижнем канале будет опережать по фазе на 90° напряжение в верхнем канале. Теперь напряжения на входах перемножителя U6 будут противофазными, а U7 — синфазными. Общее выходное напряжение приемника станет отрицательным. Амплитуда напряжения, прошедшего дифференцирующие цепочки, пропорциональна частоте. Поэтому и общее выходное напряжение приемника тем больше, чем больше отклонение частоты сигнала. В результате приемник обеспечивает получение дискриминационной кривой, показанной на рис. 36.
Математически работу приемника можно пояснить следующим образом: обозначим квадратурные сигналы на выходах усилителей А2 и A3 соответственно как
Продифференцированные сигналы на выходах цепочек U4 и U5будут следующими:
После перемножения в U6, U7 и вычитания в А4 выходной сигнал приемника приобретает вид:
Если амплитуды напряжений в каналах равны (а = b), то выходное напряжение будет иметь особенно простой вид:
Любопытно отметить, что амплитудный разбаланс каналов приемника практически не сказывается на его работе, т. е. выходные напряжения усилителей А2 и A3 могут быть и разными. Лишь когда одно из них приближается к нулю, падает и общее выходное напряжение. Более строгий анализ показывает, что фазовый разбаланс каналов также не приводит к появлению побочных продуктов в выходном сигнале. Лишь амплитуда звукового напряжения уменьшается пропорционально где — отклонение сдвига фаз от 90°. Таким образом, фазовращатель U3 приемника может иметь фазовую ошибку до 10...20° без заметного ухудшения работы приемника. Строгие требования предъявляются лишь к балансировке сигналов на входах перемножителей U6 и U7, а также к точности выполнения операции перемножения. Это необходимо для полной компенсации продуктов с частотой образующихся при работе
умножителей. Разбаланс сигналов на выходах дифференцирующих цепочек порядка 3...5% и такая же точность перемножения, по-видимому, достаточны для подавления побочных продуктов на 30 дБ. К тому же они маскируются звуковыми частотами полезного демодули-рованного сигнала.
Как видно из (46), выходное звуковое напряжение приемника пропорционально квадрату амплитуды сигнала. Это существенно отличает данный приемник от супергетеродинных приемников с ограничителем и частотным детектором. В них амплитуда выходного звукового сигнала не зависит от амплитуды входного, что имеет и положительные и отрицательные стороны. При выключении сигнала в приемнике с ограничителем слышен шум, практически с такой же громкостью, что и сигнал, а это сильно мешает и при дежурном приеме, и при поиске станций. Поэтому хорошие связные ЧМ приемники оснащают шумоподавителями, снижающими усиление УЗЧ при отсутствии несущей. В описываемом приемнике шумоподавитель не нужен, поскольку благодаря зависимости (46) сигнал всегда будет звучать громче шума. Но во избежание перегрузки сильными сигналами в приемник по схеме рис. 38 необходимо ести систему АРУ. Управляющее напряжение АРУ удобно получить, установив на выходах усилителей А2 и A3 двухполупериодные квадратичные детекторы и сложив их выходные напряжения. На выходах квадратичных детекторов будут компоненты постоянного тока и удвоенной частотыно поскольку сигналы в каналах приемника находятся в квадратуре, компоненты с удвоенной частотой окажутся противофазны и скомпен-сируются при сложении выходных сигналов детекторов. Математически это описывается крайне просто:
Кстати, таким образом можно демодулировать AM. сигналы.
Описанный приемник обладает рядом важных достоинств. У него нет зеркальных каналов приема, побочные каналы на частотах гармоник гетеродина легко подаВляются даже простым преселектором и настроенным УРЧ. Селективность приемника определяется селектиВностью двух одинаковых ФНЧ Z1 к Z2 к даже при простой схеме этих фильтров получается весьма высокой. Количество радиочастотных элементов в приемнике сведено до минимума, а катушек может быть всего две-три: в гетеродине и УРЧ. Поскольку почти все каскады приемника низкочастотные, легко добиться малого потребления мощности от источников питания и высокой степени интеграции.
Именно эти достоинства и привлекли внимание английских конструкторов при разработке приемника для мобильной связи в диапазоне 30...88 МГц [13]. Приемник был выполнен всего на двух кремниевых интегральных микросхемах. Одна из них включала УРЧ, смесители и гетеродин с высокочастотным фазовращателем. Гетеродин управлялся синтезатором частоты. Другая микросхема содержала усилители каналов, демодулятор и выходной УЗЧ. ФНЧ были выполнены на LCэлементах для снижения потребляемой мощности и расширения динамического диапазона приемника. Высокочастотным фазовращателем и дифференциаторами служили RCцепочки. Несмотря на общее усиление, достигавшее 150 дБ, никаких проблем со стабильностью или склонности к самовозбуждению отмечено не было. Подавление побочных продуктов демодуляции достигало 36 дБ, селективность по соседнему каналу — 80 дБ. По чуВствительности и реальной избирательности приемник не уступал супергетеродинам аналогичного назначения, а по экономичности и миниатюрности намного превосходил их.
Принципы синхронного приема ЧМ и ФМ сигналов известны еще с 30-х годов, но практическое применение получают лишь в настоящее время в служебной, в том числе и спутниковой, радиосвязи. Конструкторы идут по пути создания синхронных демодуляторов для супергетеродинных приемников. Гетеродинные синхронные
приемники распространены пока еще очень мало. Имеются лишь отдельные радиолюбительские разработки в области синхронного радиовещательного приема AMи ЧМ сигналов. В то же время принцип синхронного приема заслуживает гораздо большего внимания. В теоретической радиотехнике показано, например, что синхронный демодулятор является оптимальным по помехоустойчивости при приеме узкополосной ЧМ и ФМ.
Суть работы синхронного демодулятора состоит в том, что колебания местного гетеродина синхронизируются с несущей принимаемого сигнала с точностью до фазы. Боковые полосы принимаемого сигнала, смешиваясь с сигналом гетеродина, образуют в смесителе демодулятора продетектированный звуковой сигнал. Детектирование в обычном понимании этого слова заменено здесь линейной операцией преобразования частоты, что и обеспечивает высокую помехоустойчивость и другие достоинства синхронного демодулятора. В простейших синхронных демодуляторах синхронизация достигается прямым захватом колебаний гетеродина несущей принимаемого сигнала. Неплохие результаты при этом получаются при приеме «чистого» сигнала в белом шуме, но при наличии мешающих сигналов помехоустойчивость демодулятора оказывается низкой. Значительно более совершенная система синхронизации основана на применении петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Достаточно подробно система описана в [14].
Структурная схема синхронного гетеродинного приемника с ФАПЧ, пригодного для приема ЧМ и ФМ сигналов, показана на рис. 39.
Во многом она напоминает схему асинхронного гетеродинного приемника (см. рис. 4), но имеются и существенные добавления. Синхронный приемник (рис. 39) содержит УРЧ и преселек-тор А1, смеситель U1 (в данном применении его часто называют фазовым детектором), фильтр нижних частот Z1 и усилитель А2. Здесь усилитель А2 должен быть усилителем постоянного тока, пропускающим все частоты от нулевой (постоянный ток) до верхней частоты звукового спектра (около 3 кГц). Петлю ФАПЧ замыкают фильтр петли Z2 и варикап VD1, управляющий частотой гетеродина. Этот варикап включается в контур гетеродина вместе с основным конденсатором или варикапом настройки и служит для подстройки частоты гетеродина на несущую сигнала, обычно в небольшихчастотных пределах. Демодулированный звуковой сигнал проходит полосовой фильтр Z3 с полосой пропускания 0.3...3 кГц (в ряде случаев он может быть очень простым или вообще отсутствовать) и поступает на оконечный УЗЧ A3 и далее на громкоговоритель или телефоны BF1. Остановимся подробнее на работе петли ФАПЧ.
Пусть при появлении сигнала на входе приемника (см. рис. 39) частота несущей немного не совпадает с частотой гетеродина G1. Тогда на выходе усилителя А2, как в обычном гетеродинном приемнике, выделяется сигнал биений с частотой, равной разности частот сигнала и гетеродина. Этот сигнал, пройдя фильтр Z2, воздействует на варикап, периодически изменяя частоту гетеродина, причем во время одной полуволны частота гетеродина приближается к частоте сигнала и мгновенная частота биений понижается, aво время другой полуволны удаляется от частоты сигнала и мгновенная частота биений повышается. В результате первая полуволна биений как бы растягивается во времени, а другая сжимается, и сигнал биений становится несинусоидальным, как показано на рис. 40. Форма биений такова, что появляется постоянная составляющая u0. как бы «подтягивающая» частоту гетеродина к частоте несущей. Если «подтягивание» частоты больше начальной расстройки частот сигнала и гетеродина, то в системе происходит захват, и частота гетеродина устанавливается в точности равной частоте сигнала. Предельную расстройку, при которой еще происходит захват, называют полосой захвата. Ее значение зависит от частоты среза ФНЧ Z2 и от амплитуды сигнала на входе.
В режиме захвата немодулированной несущей яа выходе смесителя выделяется постоянное напряжение, пропорциональное косинусу разности фаз несущей и колебаний гетеродина. Это напряжение ошибки слежения воздействует на варикап до тех пор, пока сдвиг фаз не приблизится к 90°, а само напряжение ошибки не приблизится к нулю. Таким образом, в режиме захвата напряжения сигнала и гетеродина становятся квадратурными. При угловой модуляции сигнала система ФАПЧ отслеживает изменения фазы и частоты сигнала и на ее выходе выделяется демодулированный звуковой сигнал. Обозначимсигнал и напряжение гетеродина как
где—фаза сигнала, изменяющаяся при модуляции;
— фаза колебаний гетеродина. Смеситель перемножает напряжения и1 и u2, а ФНЧ Z1 выделяет низкочастотную компоненту, отфильтровывая частоты, близкие к:
В результате действия петли ФАПЧ устанавливается близкой к 90°, поэтому обозначим тогда выходной сигнал системы, поступающий на фильтр Z3, запишется в виде:
где Kо — коэффициент передачи сигнала от входа смесителя до выхода усилителя А2.
В зависимости от частотной характеристики фильтра иетли Z2 возможны разные режимы работы ФАПЧ.
Если фильтр достаточно инерционный, т. е. пропускает только постоянный ток и очень низкие частоты, то отслеживаться будет только несущая сигнала. Членв выражении (40) будет стремиться к нулю, а выходной демодулированный звуковой сигнал окажется пропорциональнымТакой режим подходит для приема узкополосной ФМ с небольшим индексом модуляции, поскольку при этом и При больших отклонениях фазы в процессе модуляции, достигающих 90° , будет наблюдаться мягкое ограничение демодулированного сигнала (по функции синуса), мало влияющее на разборчивость, но дальнейшее увеличение отклонений фазы приведет к искажениям. Их можно устранить, расширив полосу фильтра Z2. Тогда система сможет отслеживать и значительные изменения фазы сигнала при модуляции, и изменения его частоты. В этом режиме можно принимать ЧМ сигналы. К сожалению, расширение полосы фильтра петли вредно — оно увеличивает шумовую полосу и ухудшает возможность приема и захвата слабых сигналов в шуме. Хорошим компромиссом служит применение пропорционально-интегрирующего фильтра, имеющего низкую частоту среза
и протяженный горизонтальный участок АЧХ на частотах вышеКоэффициент т обычно имеет порядок 0,03...0,3. Схема и АЧХ фильтра показаны на рис. 41.
Важным параметром системы ФАПЧ является полоса удержания — максимальная расстройка гетеродина относительно частоты сигнала, при которой еще не происходит срыва слежения. Ее легко рассчитать. Напряжение на выходе смесителя U1 (см. рис. 39) максимально приОно и соответствует максимально возможной расстройке. Тогда из (40) получаем
где q— крутизна характеристики управления гетеродина, численно равная отклонению частоты при подаче управляющего напряжения 1 В.
Как видим, полоса удержания прямо пропорциональна амплитуде входного сигнала. От типа и характеристики ФНЧ Z2, установленного в петле, она не зависит. Минимально допустимая полоса удержания определяет в соответствии с (41) минимально допустимый входной сигнал, т. е. чувствительность системы ФАПЧ. Для связного приемника она должна лежать на уровне шумов. В режиме приема ФМ сигналов, когда слежение происходит только за несущей, минимально допустимая полоса удержания определяется лишь стабильностью частот сигнала и гетеродина, а также точностью и плаВностью механизма настройки. Она может составить 300...1000 Гц. В режиме приема ЧМ сигналов полоса удержания должна быть не меньше, чем девиация частоты сигнала. Для предотвращения чрезмерного расширения полосы удержания при сильных сигналах параллельно выходу фильтра Z2 можно установить двусторонний ограничитель амплитуды.
Селективность синхронного гетеродинного приемника с ФАПЧ различна в режиме биений и при захвате сигнала. В режиме биений она полностью определяется суммарной АЧХ фильтров Z1 и Z2. В режиме захвата селективность возрастает, поскольку система следит преимущественно за «своим» сигналом, подавляя сигналы соседних по частоте станций. Тем не менее, произвольно высокую селективность системы ФАПЧ получить нельзя, она ограничена требованиями устойчивости работы петли. Суммарный фазовый набег в петле (в основном в фильтре Z1) не должен превосходить Пи/2 (90°) на всех частотах, где коэффициент усиления по петле более единицы. В противном случае при подаче на вход системы сигнала в петле возникает самовозбуждение. Анализ [14] показывает, что в режиме приема ЧМ сигналов селективность не удается сделать лучше 40 дБ на декаду, т. е. при полосе пропускания петли 3 кГц селективность составит 40 дБ при расстройке на 30 кГц. В режиме приема ФМ сигналов полосу петли можно значительно сузить, даже до десятков герц, а это позволяет применить в качестве Z1 высокоэффектиВные ФНЧ высоких порядков с частотой среза 3 кГц.
В этом случае можно получить селективность, например, 40...60 дБ при расстройке на 10 кГц.
В заключение описания этого интересного, но еще практически не используемого в любительской (да и в профессиональной) связи приемника, проиллюстрируем процесс его настройки на частоту станции. Предположим, что частота сигнала станции фиксирована, а частота гетеродина приемника изменяется, например, путем поворота ротора конденсатора настройки. На рис. 42 показана зависимость частоты гетеродина приемника от угла поворота ротора а с учетом действия системы ФАПЧ. При подходе к частоте сигнала, например снизу, но достижении расстройки, равной полосе захвата
, произойдет захват, и частота гетеродина станет в точности равной частоте сигнала. При дальнейшем вращении ручки настройки частота гетеродина не будет изменяться, поскольку в петле ФАПЧ вырабатывается компенсирующее напряжение и емкость варикапа, подстраивающего гетеродин, изменяется так, чтобы компенсировать изменение емкости конденсатора настройки. Срыв слежения происходит при расстройке, равной полосе удержания (она всегда больше полосы захвата), и частота гетеродина скачком увеличивается, поскольку компенсирующее напряжение в петле ФАПЧ пропадает. При приближении к частоте станции со стороны более высоких частот процесс происходит аналогичным образом.
4. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ЧМ И ФМ ТРАНСИВЕРОВ УКВ ДИАПАЗОНА
Традиционное использование супергетеродинного приемника в УКВ трансиверах приводит к сложно решаемой проблеме совмещения настроек передатчика и приемника. В трансиверах, работающих на фиксированных частотах, приходится использовать по крайней мере два кварцевых резонатора — один в задающем генераторе передатчика, другой — в гетеродине приемника. Если же используется гетеродин плавного диапазона, проблема еще более усложняется, а в структурной схеме появляются дополнительные генераторы и смесители «переноса» сигнала ГПД в полосу частот передатчика и в полосу гетеродина приемника. Применение гетеродинного приемника решает эти проблемы — единственный генератор трансивера используется и как задающий генератор передатчика, и как гетеродин приемника Более того, это позволяет создавать достаточно простые системы с новыми возможностями, например для дуплексной радиосвязи. В дуплексном трансивере передача и прием ведутся одновременно, и разговор корреспондентов происходит как по обычному телефону.
На СВЧ диапазонах, где радиостанций практически нет и помех по зеркальному каналу ожидать не приходится, очень простой дуплексный трансивер можно построить на основе приемника с низкой ПЧ и счетным детектором (см. рис. 37). Структурная схема трансивера показана на рис. 43.
Он содержит генератор СВЧ G1, модулируемый по частоте с помощью варикапа VD1 или каким-либо иным способом, например изменением питающих напряжений. Модулирующий сигнал поступает От микрофона ВМ1 через усилитель А1. СВЧ сигнал с ЧМ излучается в направлении корреспондента через антенну WA1. Рядом с этой антенной расположена такая же конструктивно приемная антенна WA2, связанная со смесителем U1, выполненным на полупроводниковом диоде VD2. Смешение излучаемого и принимаемого сигналов получается благодаря тому, что малая часть излучаемой мощности попадает из передающей антенны в приемную. Станция корреспондента выполняется по точно такой же схеме, но ее передатчик настраивается на частоту f1 отличающуюся от частоты данного передатчика f2 на значение ПЧ f3, таким образом, что f1-f2=fз. Оба передатчика работают одновременно и служат гетеродинами для своих приемников. Полученный на выходе смесителя сигнал ПЧ фильтруется (Z1), усиливается (А2), детектируется счетным детектором (U2) и через УЗЧ A3 подводится к телефонам BF1. Работа приемника была описана в предыдущем разделе. В данном трансивере прием возможен по двум каналам приема, поэтому при фиксированной частоте передатчика одного трансивера другой можно настроить как выше, так и ниже его частоты. Кроме того, в небалансном смесителе трансивера возможно прямое детектирование мешающих сигналов с уровнем (см. первую главу), на 50...60 дБ превышающим уровень полезного сигнала. Но на СВЧ, где мешающих сигналов практически нет, применение трансивера оправдано его исключительной простотой. Конкретное исполнение трансивера во многом зависит от диапазона частот. В диапазоне 10 ГГц (3 см) СВЧ генератор обычно выполняется на диоде Ганна. Он хорошо модулируется по частоте изменением питающего напряжения. Имеются и промышленно выпускаемые генераторы, где в одном волноводном резонаторе расположены диод Ганна и варикап для перестройки частоты. Рупорная антенна этого диапазона с раскрывом 10X15 см дает выигрыш около 20 дБ, а две такие антенны, поставленные рядом, имеют развязку 30...50 дБ. При мощности генератора около 10 мВт (типичное значение для диода Ганна) просачивающийся в приемную антенну гетеродинный сигнал составит , что может оказаться недостаточным для нормальной работы смесительного диода. В этом случае одят дополнительную линию связи между передающим и приемным волноводными трактами или устанавливают перед антеннами небольшой металлический отражатель.
Относительная нестабильность генератора на диоде Ганна, как и любого автогенератора, редко бывает меньше . Абсолютная нестабильность частоты при этом составит сотни килогерц. Такого же порядка должна быть и полоса пропускания тракта ПЧ трансиверов, и девиация частоты передатчиков, другими словами, при применении автогенераторов СВЧ возможна работа только с широкополосной ЧМ Специальный фильтр ПЧ в приемнике трансивера Z1 при этом может оказаться ненужным — его роль с успехом выполнит усилитель А2, пропускающий частоты, например, от 50 до 500 кГц Конечно, широкая полоса пропускания тракта ПЧ понижает чувствительность приемника, тем не менее расчеты и эксперименты с подобными устройствами показывают, что при приведенных выше параметрах трансивера возможна связь на расстоянии в десятки километров, если между трансиверами (точнее, их антеннами) имеется прямая оптическая видимость.
На более низкочастотных диапазонах хорошие результаты может дать применение в трансивере кварцевого генератора с линейкой умножителя частоты. Его относительная нестабильность составити полосу пропускания приемника трансивера можно сузить до 6 ..12 кГц Передатчики двух корреспондирующих трансиверов могут работать в двух соседних каналах со стандартным для УКВ разносом 25 или 12,5 кГц. Передающую и приемную антенны трансиверов целесообразно конструктивно совместить, развязав их по поляризации При этом одна из станций будет излучать горизонтально поляризованный сигнал, а другая — вертикально поляризованный. При использовании параболического рефлектора в его фокусе устанавливаются скрещенные диполи с рефлекторами, а при использовании антенн типа «волновой канал» их диполи располагаются на одной несущей траверсе перпендикулярно друг другу.
На основе ЧМ приемника с квадратурными каналами легко выполняется УКВ ЧМ трансивер. На структурной схеме рис. 38 необходимо добавить лишь усилитель мощности передатчика и антенный переключатель прием/передача. Для частотной модуляции передатчика в задающий генератор необходимо ести варикап, управляемый от микрофонного усилителя.
Трансивер пригоден для обычной симплексной связи, причем ответ осуществляется точно на частоте корреспондента без всяких дополнительных подстроек. На основе этого же приемника можно выполнить и трансивер для дуплексной связи, отличающийся важной и полезной особенностью— оба корреспондирующих трансивера занимают один и тот же частотный канал! Структурная схема дуплексного трансивера с квадратурными каналами приведена на рис. 44. Его передатчик содержит микрофонный усилитель A1, соединенный с варикапом VD1, включенным в цепь кварцевого резонатора задающего генератора G1. Сигнал генератора умножается по частоте умножителем U1 и подается на усилитель мощности А2. Последний связан с антенной WA1, используемой одновременно и для передачи, и для приема. Смеситель приемника выполнен на диодах VD2—VD5, связанных с фидерной линией антенны четырьмя направленными ответвителями, а в простейшем случае конденсаторами малой емкости или петельками связи. Направленные ответвители хороши тем, что они передают на диоды сигнал корреспондента, поступающий из антенны, с малым ослаблением, а сигнал передатчика, распространяющийся по фидерной линии к антенне, со значительно большим ослаблением. Он и служит гетеродинным сигналом для смесителя. Направленные ответвители расположены в фидерной линии на расстоянии, равном 1/8 длины волны друг от друга, поэтому гетеродинный и принимаемый
сигналы имеют относительный фазовый сдвиг 90° на каждой паре соседних диодов. Точно так же образуются и противофазные сигналы для работы пары диодов в балансном смесителе каждого из квадратурных каналов приемника. Смешанные диодами сигналы объединяются дифференциальными усилителями (или симметричными трансформаторами) и поступают на два ФНЧ приемника, дальнейшая структурная схема которого полностью совпадает с изображенной на рис. 38.
Благодаря использованию балансных смесителей и центральной настройке гетеродина на частоту сигнала приемный тракт трансивера отличается повышенной помехоустойчивостью и отсутствием побочных каналов приема. Но предельную чувствительность приемного тракта получить в этом трансивере будет, вероятно, нелегко из-за потерь мощности сигнала в направленных ответви гелях. Кроме того, часть мощности сигнала неизбежно потеряется в выходных цепях передатчика. Для устранения побочных каналов приема на гармониках гетеродина и ослабления гармоник излучаемого сигнала между антенной и трансивером полезно включить полосовой фильтр. Практически этот одночастотный дуплексный трансивер еще не изготавливался и не испытывался. Аналогичный дуплексный трансивер можно попытаться сделать и на основе гетеродинного приемника с ФАПЧ. Тогда смеситель получается вдвое проще — в нем будут только два направленных ответвителя, расположенных на расстоянии 'Д длины волны друг от друга, и два диода.
Поговорим теперь о том, как должна выглядеть структурная схема УКВ трансивера прямого преобразования, обеспечивающего максимально возможную дальность связи и позволяющего реализовать как максимально разрешенную на УКВ мощность передатчика (5 Вт), так и максимальную чувствительность приемника. Если использовать однополосную модуляцию, то схема трансивера будет такой же, как и для KBдиапазонов, с той лишь разницей, что в задающем генераторе (который должен иметь кварцевую стабилизацию частоты) придется использовать линейку умножителей частоты. Из других видов модуляции, как мы уже показали, лучше всего подходит ФМ с индексом около единицы. Потенциальная помехоустойчивость реализуется приемником с системой ФАПЧ (рис. 39), в котором полоса петли ФАПЧ сужена настолько, чтобы можно было следить за несущей принимаемого сигнала, но почти не отслеживать его модуляцию. Практически она должна составить (не ухудшая условий захвата) десятки или сотни герц.
Структурная схема УКВ ФМ трансивера приведена на рис. 45.
Его передающий тракт содержит подстраиваемый кварцевый генератор G1, фазовый модулятор U1, связанный с микрофонным усилителем A1, умножитель частоты U2, еще один удвоитель частоты U3 и усилитель мощности А2, связанный через антенный переключатель SA1 с антенной WA1. Приемник выполнен по схеме, полностью совпадающей с уже описанной схемой рис. 38, с той лишь разницей, что гетеродинный сигнал снимается на смеситель после умножителя частоты U2 передающего тракта. Смесители, работающие с частотой гетеродина вдвое меньшей частоты сигнала, имеют определенные преимущества, о которых рассказано в следующей главе. Приемный тракт содержит УРЧ A3, смеситель U4, ФНЧ Z1, усилитель постоянного тока А4 и пропорционально-интегрирующий фильтр петли ФАПЧ Z2. Частотой гетеродина управляет варикап VD1. Сигнал с выхода петли ФАПЧ поступает на дополнительный ФНЧ и оконечный УЗЧ, аналогичные показанным на рис. 39. При переходе на прием смещение на варикапе VD1 подстраивает гетеродин на частоту сигнала корреспондента, при переходе же на передачу
оно должно фиксироваться во избежание случайных изменений частоты передатчика.
При практической реализации трансивера по схеме рис. 45 тракт передачи выполняется по хорошо известным и практически проверенным схемам УКВ передатчиков. УРЧ A3 определяет уровень шумов и чувствительность приемного тракта. Схемы малошумящих УРЧ также хорошо известны. Смеситель U4 можно выполнить на встречно-параллельных диодах или встречно-управляемых транзисторах (см. ниже). Этот смеситель должен иметь выход, замкнутый по постоянному току, чтобы передать постоянную составляющую сигнала слежения за частотой. В качестве ФНЧ Z1 может служить П-образное LCзвено с частотой среза 3 кГц. Коэффициент усиления усилителя постоянного тока А4 и крутизну характеристики управления частотой можно найти так. Пусть при максимальном управляющем сигнале 0,5 В (уровень ограничения кремниевых диодов) увод частоты гетеродина не превосходит 10 кГц. Отсюда крутизна управления q= 20 кГц/В. Затем пусть при сигнале на смесителе около 1 мкВ полоса удержания составит Из формулы (41) получаем
Kо=20000. Подойдет интегральный операционный усилитель какого-либо распространенного типа. Частота среза фильтра петли Z2 может быть выбрана в пределах 20...10 Гц, что и обеспечит узкополосность петля ФАПЧ.
Интересно сравнить системы связи на УКВ с SSBи ФМ. Приемники этих систем имеют одинаковый сигнальный тракт, лишь полоса пропускания однополосного SSBприемника вдвое уже (3 кГц вместо 6 кГц). Поэтому при равной пиковой мощности передатчика отношение сигнал-шум на выходе SSBприемника будет на 3 дБ больше. Зато SSBпередатчик должен работать в линейном режиме, недоиспользуя предельную мощность выходного каскада и имея кпд не более 40...50%, тогда как ФМ передатчик может иметь кпд 70...80%. Поэтому-то при равных подводимых мощностях ФМ передатчик даст выигрыш на 1,5...2 дБ. Таким образом, ФМ лишь немного, на 1...1.5 дБ, уступает SSBв равных условиях. Надо еще заметить, что SSBпередатчик экономичнее, поскольку в паузах передачи он не излучает. Однако при разрешенной на УКВ мощности 5 Вт этот фактор практического значения не имеет. Зато несущая,
излучаемая ФМ передатчиком постоянно, позволит дальнему корреспонденту узнать о существовании вашего слабого сигнала, даже если нельзя разобрать передаваемое сообщение.
Для ЧМ при использовании традиционных детекторов, в том числе и для ЧМ приемника с квадратурными каналами, характерен «порог» при приеме слабых сигналов в шуме. Предлагаемая система связи с ФМ и синхронным приемником, так же как и SSB система, порога не имеет, поскольку демодуляция сигнала происходит в линейном элементе — смесителе. Отношение сигнал-шум при прохождении сигнала через смеситель не изменяется. Но при слабых сигналах возможен срыв слежения в системе ФАПЧ, что, по сути дела, и явится порогом всей системы. Для его понижения полосу пропускания петли и выгодно выбирать поуже, чтобы отслеживать только несущую. Петля ФАПЧ остается работоспособной при отношении сигнал-шум в полосе петли не хуже 5...7 дБ. Если полоса петли равна даже 300 Гц, то отношение сигнал-шум в полосе телефонного сигнала 3 кГц будет на 10 дБ меньше и составит — 3... —5 дБ, т. е. таким, при котором телефонный сигнал разобрать уже нельзя. Таким образом, этот порог синхронного ФМ приемника лежит намного ниже уровня минимально различимых сигналов. Разработка систем связи на УКВ с ФМ и с использованием синхронных гетеродинных приемников, несомненно, представляет большой интерес для радиолюбителей. Обратимся теперь к вопросам практической реализации методов и идей, изложенных в предыдущих главах.